Empfehlungen für Phonovorverstärker für 2 x Saba Freiburg 11 bzw. 125?

Ich erzähle mal was aus der Hochfrequenztechnik!

Einige HF-Verstärker habe ich simuliert und gebaut.
Nebenbei, die Simulationen und die tatsächlich gebaute Verstärker stimmten recht gut überein.
Wenn nicht, war es meist eine übersehene parasitäre Induktivität...

Rauscharme Empfangsverstärker baut man gern mehrstufig auf.
Bei der ersten Stufe schaut man auf Rauscharmut, Rauschanpassung.
Erst danach kümmert man sich um die gewünschte Verstärkung.

Es gibt ein Gesetz für hintereinandergeschaltete Verstärker bezüglich Rauschen.
Auf Name, bzw. Formel, komme ich gerade nicht, fällt mir später wieder ein.
Erst arbeitet man rauschoptimiert, Rauschen in den Folgestufen spielt immer weniger eine Rolle.
Das gilt nicht nur für HF, sondern für Verstärker allgemein, also auch Audio.

Andreas

Hallo Andreas,

im Großen und Ganzen passt das auch auf die Phono-EVV. Allerdings haben einige Schaltungsentwürfe Rauschen nicht (oder nicht in erster Linie) im Visier gehabt, sondern Dinge wie guten Frequenzgang, evtl. Übersteuerungsfestigkeit,.... So wie bei der bei ESP vorgestellten Schaltung. Die ist deshalb rauschmässig absolut schlecht geraten. Rod Elliott ist vom Fach, er hätte diesen Punkt näher beleuchten können. Aber bei OpAmp-Lösungen war dort, wie so oft das Thema nur: welcher Typ OpAmp und nicht mehr: Wie sollte sonst die Schaltung für beste Rauscharmut beschaffen sein.

Auch in vielen kommerziellen Lösungen, u.a. in Stereo-Receivern, ist das ein Punkt, der nicht immer optimal gelöst ist. In der Praxis muss das nicht auffallen - auch weil man da in der normalen Nutzumgebung selten zwei VV gegeneinander direkt vergleichen kann.

Gruß
Reinhard

Ich habe da mal eine kleine Anregung!

Zugegebenermaßen sind 80 dB SNR bei EVVs schon etwas oversized.
Sollte man 50 dB bei einer besseren LP erreichen, ist das schon recht erfreulich.

Es muss ja nicht gleich ein aufgebauter Verstärker sein.
Man kann ja mal simulieren und verschiedene Ergebnisse vergleichen.

Simuliere mal einen EVV, dem Du als erste Stufe einen rauscharmen Vorverstärker gönnst.
In den Datenblättern ist ja bezüglich Rauschen ein günstiger Arbeitspunkt angegeben.
Mit der ersten Stufe ziehst Du das Signal um z.B. 10 dB hoch.
Erst danach kommt der Verstärker mit RIAA.
Wichtig, die erste Stufe muss ein eigenständiger Verstärker sein, keine Rückkopplung!

Andreas

Andreas

Also, es geht um die erste Stufe, speziell beim ESP. Die 2k2 stören, sind da aber wohl drin, um Offset etc. klein zu halten. Sicher könnte der aber geringer gehalten werden. Ausserdem müsste es noch möglich sein, die Gegenkopplung etwas niederohmiger zu gestalten. Wenn die Kapazität zu gross wird, bekommt man aber andere Probleme. Es könnte also sein, das Rod Elliott das probiert hat. Ich kann ich auch fragen, habe hin und wieder Kontakt mit ihm.

Wenn man die ESP-Schaltung verbessern möchte, würde ich für den LM 4562 votieren, also weg vom FET-Eingang. Der kann auch genug Strom liefern. Eine Frage ist dann, ob man die Gegenkopplung dann wieder gut mit Standardwerten hinbekommen kann. Ziel könnte also sein, am nicht-invertierenden Eingang auf ca. 470 Ohm reduzieren zu können, wenn es in der Gegenkopplung entsprechend passt ?

Das vorhandene Rauschen ist aber wirklich noch kein Problem, es ist deutlich unter dem Rauschniveau selbst sehr guter Pressungen. Und bei mir ist das auch schon geringer als sonst, weil ich (1) Nadelschliffe habe, die diesbezüglich eher gutmütig sind und (2) Platten waschen kann (und das auch tue). Das macht schon einen deutlichen Unterschied.

Besten Gruss,

Michael

kugel-balu schrieb:

Wie sieht es denn bei der Elektrometerschaltung mit der Phasendrehung aus ? Hier erwarte ich einen Vorteil der passiven Entzerrung.

Hallo Michael,

damit Clipping aufgrund unterschiedlicher Versorgungsspannungen den Vergleich nicht verfälscht, wurde in allen Fällen die Versorgung auf +/- 20V gesetzt.
Bei den angegebenen Übersteuerungsfestigkeiten im Vergleich bitte die Unterschiedlichen Verstärkungen der VV beachten!

Für denselben Ausgangspegel benötigt z.B. der Muffsy (in der betrachteten Konfiguration mit V=34 dB) den doppelten Eingangspegel des Metaxas Ikarus Phono (V= 40 dB). Der Muffsy ist dafür aber auch doppelt so übersteuerungsfest. Man kann beim Muffsy durch andere Einstellungen (DIP-Schalter) die Verstärkung erhöhen. Damit sinkt die Übersteuerungsfestigkeit proportional, so dass beide auf denselben Wert am Ende herauskommen: 127 mV(eff) für V= 40 dB.


Metaxas Ikarus Phono-Entzerrer, aktiv, Opamp, 1-stufig: Verstärkung = 40 dB (100-fach); Versorgung +/-20V
Übersteuerungsfest (max 0,1% THD bei 1 kHz, an Last 470k) bis 127 mV(eff)

Phasengang Metaxas (ohne Phono-Kabel):






Muffsy (Opamp Version ähnlich zu Meracus), passive Entzerrung zwischen beiden Stufen plaziert: Verstärkung 34 dB (50-fach); Versorgung erhöht auf +/- 20V
Übersteuerungsfest (max 0,1% THD bei 1 kHz, an Last 470k) bis 257 mV(eff)

Phasengang Muffsy (makellos !), 20Hz-20kHz innerhalb +/- 6°





ESP Phono-Entzerrer, Opamp aktiv, 2-stufig. Entzerrung hauptsächlich in 1. Stufe: Verstärkung = 41,2 dB (115-fach); Versorgung erhöht auf +/-20V
Übersteuerungsfest (max 0,1% THD bei 1 kHz, an Last 470k) bis 102,5 mV(eff)

Phasengang ESP (makellos !)






Alle drei EVV sind also (simuliert) ungefähr gleich übersteuerungsfest, wenn auf jeweils gleichen Ausgangspegel normiert wird. Das überrascht nicht, da es alles OpAmp-Schaltungen sind, deren Übersteuerungsfestigkeit vorwiegend vom (hier gleichen) Versorgungspegel (+/- 20V) abhängt. Geht man auf +/- 15V zurück (was ggf. Vorteile hat), wird die Übersteuerungsfestigkeit durch das entsprechend früher einsetzende Clipping begrenzt.

Gruß
Reinhard

Hat etwas gedauert, die grauen Zellen funktionieren noch!

Ich meinte die Friis-Formel:
de.wikipedia.org/wiki/Friis-Formel
Damit kann man das Gesamtrauschen eines mehrstufigen Verstärkers berechnen.
Man sieht, Rauscharmut am Anfang ist wichtig.

Nebenbei, die Formel funktioniert auch mit negativen Verstärkungungen, also Verlusten.
In der Audiotechnik ist dieser Aspekt eher nicht relevant.
Anders in der HF-Technik mit dämpfenden HF-Kabeln.
Deswegen sitzt der Verstärker möglichst direkt hinter der Antenne und dann geht es zum Empfangsgerät.
Macht man es andersherum, zieht man das Rauschen unnötig hoch.
HF-Kabel haben ja auch ein Rauschen wie Widerstandsrauschen.

DL2JAS

Prima, bzgl. der Phase gibt es also nichts zu meckern ... und die Elektrometerschaltung ist (wie erwartet) leicht im Nachteil. Ist aber m.E. nicht kritisch, da die meiste Drehung bei niedrigen Frequenzen auftritt. Das wird eher nicht zu hörbaren Effekten führen.

Bzgl. der Übersteuerungsfestigkeit frage ich mich, ob man nicht, bei gleicher Verstärkung bei 1 kHz, diese bei 10 kHz messen sollte ? Bei der RIAA-Kurve sind doch die hohen Frequenzen kritischer ... ob man erst verstärkt und dann die hohen Frequenzen absenkt, oder gleich die Verstärkung frequenzabhängig reduziert kann doch nicht zum selben Resultat führen ... (?)

Übrigens: In der Praxis sollte man die erste Stufe nicht mit einem LT 1037 bestücken, denn der ist nur bei Verstärkungen ab 5 stabil. LT 1028 ginge, oder auch Harris HA 5127. Letzterer ist selten, leider deutlich empfindlicher bei "Misshandlungen", aber ansonsten sehr gut in allen relevanten Daten.

Besten Gruss,

Michael

chriss_69 schrieb:

...das heißt, etwas vereinfacht, in der ESP-Schaltung dominiert das Widerstandsrauschen der ersten Verstärkerstufe? Ein rauscharmer OpAmp nützt nur wenig? Das würde auch den nur geringen Unterschied zum TL082 erklären.

chriss_69 schrieb:

... wie integrierst Du die spektrale Rauschdichte? Lässt Du LTSpice direkt rechnen?

Hallo Christian,

man kann sich (in LTSpice) den Rauschbeitrag jedes Widerstands anzeigen lassen, in dem man im Rauschsimulations-Modus mit dem Cursor (verwandelt sich in roten Messstift) darauf klickt. Dann wird der Verlauf der Rauschdichte über den gewählten Frequenzbereich im Plotfenster angezeigt. Wenn man dort das Ausgangsrauschen schon angezeigt hat V(onoise), kann man schön den relativen Anteil sehen, den das betreffende Bauteil (z.B. V(R3) am Gesamt-Ausgangsrauschen hat.
Numerisch kann man die (integrierte) Rauschspannung des Ausgangsrauschen anzeigen, wenn man mit der Maus (Cursor) auf die entsprechende "Überschrift" im Plot geht, dann auf der Tastatur "Strg" drückt und dabei die Überschrift mit der linken Maustaste anklickt. Dann wird vom Pragramm automatisch die Integration der zugeordneten Rauschdichtekurve über das Quadrat der Frequenz durchgeführt und das Ergebnis in einem Pop-up Fenster sofort angezeigt.


Rauschdichte am Ausgang:


(Die im Schaltbild angegebene Rauschspannung bezog sich auf die Originalschaltung mit angeschlossenem Magnetsystem, ist für diese veränderte Schaltung nicht mehr gültig!)


Mit der Maus auf Überschrift V(onoise) zeigen. Dann Taste "Strg" auf der Tastatur drücken und bei gedrückt gehaltenem "Strg" mit der linken Maustaste "V(onoise) anklicken. Dann erscheint das kleine Fenster, in dem die Rauschspannung als Ergebnis der Integration über den Frequenzbereich (natürlich quadratisch) mit den Integrationsgrenzen angezeigt wird.


(Die im Schaltbild angegebene Rauschspannung bezog sich auf die Originalschaltung mit angeschlossenem Magnetsystem, ist für diese veränderte Schaltung nicht mehr gültig!)


Man geht mit dem Cursor (Maus) auf ein Bauteil, hier z.B. den 4,7 kOhm Widerstand (R5), der Cursor verwandelt sich in die rote Messsonde. Dann klickt man mit der Maus dort an und die zugehörige Kurve des Anteils des angeklickten Bauteils erscheint mit seiner Rauschdichte im Plot. Hier also die Rauschdichte-Kurve, die diesem Widerstand R5 zuzuschreiben ist. Farblich passend erscheint auch eine zusätzliche Überschrift V(r5).
Man sieht sofort, dass die Rauschdichte, die vom Widerstand R5 herrührt, den Löwenanteil des Ausgangsrauschens ausmacht.


(Die im Schaltbild angegebene Rauschspannung bezog sich auf die Originalschaltung mit angeschlossenem Magnetsystem, ist für diese veränderte Schaltung nicht mehr gültig!)

Man kann jetzt wiedermit der linken Maustaste auf die Überschrift V(r5) gehen, "Strg" drücken und dabei V(r5) anklicken. Dann erscheint, wie vorher schon beim Gesamtausgangsrauschen, die Rauschspannung im Fenster, die sich aus der Integration der Rauschdichtekurve von R5 ergibt.


Du siehst so, dass bei der ESP-Schaltung R5 (in meinem Schaltbild), also der 4,7k Widerstand der hauptverantwortliche "Bösewicht" ist.

Du kannst jetzt in der Gegenkopplung des 1. Opamps alle Widerstände auf 1/10 der ürsprünglichen Werte reduzieren, also
180k --> 18k
10k --> 1k
4,7k --> 470R

und gleichzeitig die zugehörige Kapazität verzehnfachen,
22n --> 220n

Damit hast Du die Gegenkopplung am 1. Opamp um den Faktor 10x niederohmig gemacht, die Verstärkung beibehalten und auch die richtige Entzerrung beibehalten.
Sieht dann so aus;


(Die im Schaltbild angegebene Rauschspannung bezog sich auf die Originalschaltung mit angeschlossenem Magnetsystem, ist für diese veränderte Schaltung nicht mehr gültig!)

Wie Du siehst, ist die Entzerrung so gut wie vorher (auch da gab es den Buckel im Tieftonbereich schon). Aber das Rauschen ist WESENTLICH kleiner: Nur noch 41 µV Rauschspannung statt vorher 103 µV (Bild oben)


(Die im Schaltbild angegebene Rauschspannung bezog sich auf die Originalschaltung mit angeschlossenem Magnetsystem, ist für diese veränderte Schaltung nicht mehr gültig!)

Nun zu den Opamps:
Wenn das Rauschen durch schlechte Schaltung verhunzt ist, nützen auch rauschärmere OpAmps in der Schaltung weniger. Ihre Bedeutung nimmt aber zu, wenn die Schaltung an sich auf Rauscharmut ausgelegt ist. Dann schlägt jeder Widerstand (bes. von 1 kOhm oder mehr vor oder an der 1. Stufe) merklich zu Buche und der Unterschied zwischen einem LT1037 oder NE5534A und einem TL082 werden viel deutlicher.

Beim TL082 könnte es auch sein, dass Du ein "besseres" Exemplar davon hattest und beim OPA ein etwas schlechteres. Die Streuung ist ja relativ groß. Zusammen mit dem sowieso schon grösseren Rauschen aufgrund der ungünstigen Auslegung, verwaschen dann die Unterschiede.




Hallo Andreas,

dieses Vorgehen setzt auch eine Deiner Anmerkungen um. Die erste Stufe ist damit nun wesentlich rauschärmer, die Gesamtverstärkung praktisch unverändert (41,4 dB; vorher waren es 41,2 dB) und das Gesamtrauschen ist damit entsprechend um 8 dB (41/103) verbessert.

Es gibt auch VV mit Entzerrung in der zweiten Stufe bei rauscharmer erster Stufe - wie von Dir genannt. Es gibt auch diskrete Versionen mit bis zu zwölf parallelen Eingangstransistoren (1. Stufe)- eben um die erste Stufe möglichst rauscharm zu machen. Man kann es sich zurechtlegen, wie man es möchte. In der Praxis findet man alle denkbaren Varianten. Viel Rauschen in der ersten Stufe ist immer maximal schädlich, da sind wir alle einig. Ich glaube nicht, dass es nötig ist, diese Optionen durchzuspielen, um daraus zu erkennen, dass DAS stimmt, was Du schreibst und verlinkt hast. Ist ja unstrittig. Rauschen (Amplitude) multipliziert sich immer mit der Verstärkung, die es erfährt oder reduziert sich entsprechend mit der Gegenkopplung der betroffenen Stufe und addiert sich mit Summe der Wurzeln aus dem Quadrat, wenn es nicht korreliert ist oder addiert sich "normal", wenn es korreliert ist.


Gruß
Reinhard

kugel-balu schrieb:

Bzgl. der Übersteuerungsfestigkeit frage ich mich, ob man nicht, bei gleicher Verstärkung bei 1 kHz, diese bei 10 kHz messen sollte ? Bei der RIAA-Kurve sind doch die hohen Frequenzen kritischer ... ob man erst verstärkt und dann die hohen Frequenzen absenkt, oder gleich die Verstärkung frequenzabhängig reduziert kann doch nicht zum selben Resultat führen ... (?)

Hallo Michael,

ich hätte wetten können, dass diese Frage kommt!
Hätte ich es bei 10 kHz gemacht, wäre sie sehr wahrscheinlich bzgl. 100 Hz gekommen!

Ich glaube nicht, dass es einen Unterschied macht. Aber zur Sicherheit probiere ich es bei einem der VV noch aus.

LT1037:
In allen Beispielen ist hier die Verstärkung sehr viel grösser als 5. Sonst wäre das natürlich wie Du sagst.


Gruß
Reinhard


Ich habe die maximale Eingangsspannung für unverzerrte Ausgangsspannung (<0,1% THD) am Metaxas Phono-VV überprüft. Ergebnis ist wie erwartet: Es gibt keine, über die der RIAA-Entzerrung hinausgehende Frequenzabhängigkeit der maximalen Eingangsspannung.

Die bei 1 kHz gemessene (oder berechnete/simulierte) Eingangsspannung definiert den Punkt ohne Vorverzerrung (Platte) und ohne Phono-Entzerrung, also die "Normverstärkung" als Bezugspunkt (= 0 dB Verstärkungsabweichung).

Demgegenüber (d.h. relativ zum Referenz 0 dB bei 1 kHz) muss lt. RIAA-Funktion bei korrekter Entzerrung die Frequenz 100 Hz eine um 13,2 dB höhere Verstärkung erhalten und die Frequenz 1 kHz eine um 13,7 dB kleinere Verstärkung. Die Schneidekennlinie auf der Platte ist dazu invertiert, dort ist es genau umgekehrt, 100 Hz sind dort um 13,2 dB geschwächt und 10 kHz um 13,7 dB verstärkt aufgezeichnet.

Da die maximale unverzerrte Ausgangsamplitude des Phono-Entzerrer-Verstärkers im Idealfall frequenzunabhängig sein sollte, ist zu erwarten, dass die Eingangsspannung für diesen maximalen unverzerrten Ausgangspegel des Phonoverstärkers dem Verlauf der invertierten RIAA-Kennlinie (Schneidekennlinie) folgen sollte. Also der maximale Eingangspegel bei 100 Hz 13,2 dB gegenüber dem maximalen Eingangspegel bei 1 kHz verringert und der max. Eingangspegel bei 10 kHz um 13,7 dB vergrössert ist.

Invertierte RIAA-Kennlinie ("von der Schallplatte"):


So kommt es auch (wie erwartet) aus der Simulation:

Max unverzerrter Eingangspegel Metaxas Ikarus Phono-Pre (MM):
100 Hz = 27,6 mV(eff) das sind -13,2 dB gegenüber 127 mV bei 1 kHz
1 kHz = 127 mV(eff) = 0 dB
10 kHz = 615 mV(eff) das sind +13,7 dB gegenüber 127 mV bei 1 kHz

Also keine Überraschung. Keine über die RIAA-Funktion hinausgehende Abweichung !

Da die Verstärkung 40 dB (1 kHz) beträgt, würden die möglichen 127 mV(eff) am Phono-Eingang 12,7 V(eff) am Phono-Ausgang erzeugen und damit eine nachfolgende Regelverstärkerstufe oder auch Endverstärkerstufe gnadenlos übersteuern und beschädigen können, wenn nicht durch ein Lautstärkepoti gezähmt. Das gilt auch für die "nur" 27,6 mV bei 100 Hz und 615 mV bei 10 kHz, die ja zur gleich hohen Phono-Ausgangsspannung von 12,7V führen würden.

Ich meine die Übersteuerungsreserve bei 10 kHz, bei gleicher Verstärkung bei 1 kHz (!)

Michael

Hi Michael,

ein Phono-Entzerrer-Vorverstärker hat doch immer eine frequenzabhängige Verstärkung. Die kann bei 1 kHz und 10 kHz gar nicht gleich sein. Oder meinst Du statt "gleicher Verstärkung" gleichen Ausgangspegel? Dafür habe ich ja im letzten Beitrag die Angaben gemacht.
Aus den von mir angegebenen Werten kannst Du Dir alle sonstigen Kombinationen von MM-Eingangspegel, Verstärkung und resultierender Übersteuerungsreserve ausrechnen.


Übersteuerungsreserve bei gleichem Ausgangspegel des Phono-VV

1 kHz
Wenn 2 mV vom MM-System bei 1 kHz abgegeben werden gibt das bei 40 dB Phono-Verstärkung 200 mV am Phono-Ausgang. Wenn der nachgeschalteter (Voll-) Verstärker oder Vor-Endstufen-Kombi eine Empfindlichkeit (für Vollaussteuerung, Nennleistung) von ebenfalls 200 mV benötigt, ist das sinnvolle Maximum damit schon erreicht. Der Phonoverstärker hat bei 1 kHz eine Übersteuerungsgrenze von 127 mV, also ist die Übersteuerungsreserve 125 mV bei 1 kHz.

10 kHz
10 kHz werden nach Kennlinie im VV um 13,7 dB abgesenkt. Die Verstärkung ist dafür also nur noch 26,3 dB. Damit bei 10 kHz ebenfalls 200 mV am Phono-Ausgang anstehen, muss die MM-Spannung also 2 mV + 13,7 dB betragen, d.h. 10 mV. Die Übersteuerungsgrenze bei 10 kHz ist 615 mV, also ist die Übersteuerungsreserve 605 mV bei 10 kHz.

100 Hz
100 Hz werden nach Kennlinie im VV um 13,2 dB angehoben. Die Verstärkung ist dafür also 53,2 dB. Damit bei 100 Hz ebenfalls 200 mV am Phono-Ausgang anstehen, muss die MM-Spannung also 2 mV - 13,2 dB betragen, d.h. 0,43 mV. Die Übersteuerungsgrenze bei 100 Hz ist 27,6 mV, also ist die Übersteuerungsreserve 27,2 mV bei 100 Hz.

Bei hoher Phono-MM-Eingangsempfindlichkeit (kleiner Zahlenwert), wie meist vorhanden (hier Beispiel 2 mV bei 1 kHz) ist also die Übersteuerungsreserve fast gleich dem max. unverzerrten Phono-Eingangspegel, den ich in meinem vorigen Beitrag für die drei Frequenzen angegeben hatte.

Wenn der Phono-VV also gemäss Soll-Kennlinie entzerrt, so dass an seinem Ausgang ein waagerechter Frequenzgang resultiert, genügt die Angabe der Übersteuerungsreserve bei 1 kHz. Kennt man auch die Verstärkung bei 1 kHz, folgt die Berechnung der Übersteuerungsreserve für jede andere Frequenz den gegebenen Beispielen anhand der nach der Entzerrungskennlinie ermittelten frequenzabhängigen Verstärkungsänderung.

Ist es jetzt klar?


Gruß
Reinhard

Lieber Reinhard!

Danke, daß Du mehr oder minder meinen Gedanken sehr schnell als Simulation sichtbar gemacht hast.
8 dB ist schon recht nett, ein HF-Mensch springt dann schwerst erregt durch die Bude!
Rein rechnerisch bekommt man dann beim Radio gut doppelte Reichweite hin.

Wenn Du mal Zeit und Lust hast...
Nimm mal spaßeshalber einen rauscharmen Transistor oder FET für die erste Stufe.
Die sei ein einfacher rauschoptimierter Linearverstärker, LNA.
Bei entsprechenden aktuellen Audiotransistoren habe ich leider keinen Tip parat.
Wichtig, die Rauschanpassung laut Datenblatt muss möglichst gut umgesetzt werden.

Ja, meine Gedanken werden zugegebenermaßen zur Spielerei.
Ist dann wie mit Kanonen auf Spatzen schießen.
Der Spatz bleibt klein, SNR und Kanone werden immer größer.

Andreas

Hallo Andreas, ...und Christian, Michael,

ich hatte Dir, Andreas eine Antwort auf Deine grundsätzlichen Bemerkungen (die wesentlich sind) in einem meiner vorstehenden Beiträge gegeben. Leicht übersehbar, bei der Fülle meiner Schreiberei hier. Hast Du Dich ja gerade drauf bezogen, Andreas. meine Tipperei und Deine Antwort haben sich überschnitten.

Dazu noch...Serien-Vorwiderstand (Schutzwiderstand) im Eingang der Phono-EVV Schaltung. Der ist ja in der verlinkten Erläuterung zur Rauschfortpflanzung über Stufen aus gutem Grund auch enthalten (und sogar schraffiert hervorgehoben). In der Rauschanalyse der ESP-VV-Schaltung kam dieser Widerstand (2,2k) an die Stelle Nr. 2 der am meisten rauschbeitragenden Komponenten - aufgrund der hohen Verstärkung der beiden nachfolgenden Stufen.

Nun ist ja oft ein Widerstand von ca. 1k-3k im VV-Eingang angeraten, auch bei Operationsverstärkern (sog. "Schutzwiderstand"), scheint einleuchtend. Da aber ein OpAmp-Eingang extrem hochohmig ist, fliesst ja nur ein zu geringer Strom um einen nennenswerten Spannungsabfall also eine wirksame Dämpfung eines Störimpulses (oder Spannungsspitze) zu bekommen (es sei denn der Eingang des OpAmps /Transistor-Basis würde defekt, dann ist es aber ja schon zu spät). ich denke bei HF-Verstärkern kennt man diese Konstellation/Frage auch.

Wie ist Eure Sicht dazu (bei rauschkritischen Anwendungen mit grossen Verstärkungsfaktoren)? Weglassen oder nicht?


FET bei MM-Vorverstärker - ja schon etwas probiert. Ergebnis war negativ. Die Rauschanpassung klappt damit für die von mir probierten Phono-Pre nicht. FETs spielen ihren Rauschvorteil nur bei hoher Quell-(Generator-) impedanz (100k oder mehr) aus. Sind vorteilhaft hinter hochohmigen Lautstärkestellern, etc. Bei niedriger Quell-Impedanz rauschen sie aber mehr als bipolare, wegen ihres höheren Stromrauschens. Ein MC- und MM-System ist m.E. und auch nach dazu verfolgter Literatur und den Datenblättern eine zu niederohmige Quelle dafür. Trotzdem findet man zuweilen Phonostufen mit FET-Eingängen. Ich kenne z.B. einen Technics Verstärker mit FET-Phono-Eingängen. Dass der rauscharm wäre, finde ich nicht. Manchmal ist auch weniger Sinnvolles realisiert, vielleicht nur, damit es "anders" ist? FET-Opamps in den hier jetzt gezeigten Schaltungen sind vom Rauschen her nach meinen bisherigen Erfahrungen nachteilig. Evtl. gibt da trickreiche Lösungen, die ich noch nicht richtig wahrgenommen habe, die wären aber sicher aufwendiger in der Umsetzung.

Gruß
Reinhard

Moin Reinhard,

diese Diskussion findet sich auch in Kapitel 7 des Buches "Small Signal Audio Design" von Douglas Self. Er hat wenig Gutes zur passiven Entzerrung zu sagen, bemängelt das Rauschverhalten (was ich momentan weniger nachvollziehen kann) und die geringere Aussteuerungsreserve im Vergleich zur aktiven Lösung. Das Rauschspektrum wird sich etwas ändern, je nach Version, aber der Effekt ist m.E. zu klein, um wirklich relevant zu sein. Dazu schreibt er leider nicht mehr.

Deine Rechnung ist klar, aber sie berücksichtigt noch nicht die internen Schranken. Wenn man erst hoch verstärkt und dann wieder absenkt ist das doch ungünstiger als wenn man gleich mal weniger verstärkt (bei anderen Frequenzen als 1 kHz). Die Reserve bei 10 Hz ist übrigens knapper als ich erwartet hatte ... es gibt daher auch einige Versionen, die mit viel höheren Betriebsspannungen arbeiten. In Self's Buch findet sich eine von Technics mit einer Betriebsspannung von 136 V (!!).

Spannungs- versus Stromrauschen wird da auch diskutiert, und es kommt sogar heraus, dass ein LT 1028 bei MM ungünstiger ist als ein NE 5534 A. Daran sieht man, dass es nicht nur mit FET-Eingang knifflig werden kann. Leider habe ich das Kapitel auf die Schnelle nicht online gefunden ...

Rod Elliott hat mir auch gleich geantwortet. Man kann die 2k2 reduzieren, bis zu 100 Ohm, handelt sich dann aber wohl eine höhere HF-Empfindlichkeit ein (warum, ist mir gerade nicht klar, weil der ja nach dem 100 pF Keramiker sitzt). Ansonsten kann man alles niederohmiger gestalten (wie Du ja auch schon simuliert hast), muss dann aber wie vermutet auf die strompotenteren ICs gehen --- der TL 072 scheidet dann aus.

Dazu steht wohl mehr in den detaillierten Anleitungen, die nicht online sind, sondern den Kunden vorbehalten ist. Der gute Mann verdient ja auch ein wenig Geld mit seiner Seite ...


Besten Gruss,

Michael

Eine Nachfrage zum LT 1037: Zu hohen Frequenzen hin wird die Verstärkung in der ersten Stufe kleiner als 5, im Grenzfall ca. 3. Auch wenn das ausserhalb des Audio-Frequenzbereichs liegt, sollte man das wohl beachten. Es kann sein, dass es hier gerade gut geht, aber wenn mal hochfrequente Anteile (Einstreuung) da sind, kann es zu Schwingungen kommen. Ich vermute, dass dieser Aspekt des LT 1037 im Modell nicht gut erfasst wird, weil man dazu ja eigentlich die interne Schaltung braucht, die nicht bekannt ist. Ebenso beim NE 5534. Je nach Schaltung wird noch ein kleiner Keramiker spendiert, um ihn bei hohen Frequenzen etwas zu bremsen, vor allem in Elektrometerbeschaltung (beim Metaxas sind da 10 pF Styroflex vorgesehen). Auch hier ist eine Simulation sicher schwierig, weil es m.W. kein realistisches Modell des 5534 gibt, der intern wohl mit NDFLs (nested differential feedback loops) arbeitet.

Besten Gruss,

Michael

kugel-balu schrieb:

LT 1037: Zu hohen Frequenzen hin wird die Verstärkung in der ersten Stufe kleiner als 5,...wenn mal hochfrequente Anteile (Einstreuung) da sind, kann es zu Schwingungen kommen. Ich vermute, dass dieser Aspekt des LT 1037 im Modell nicht gut erfasst wird

Hallo Michael,
mea culpa, bei hoher Frequenz wie 20 kHz hatte ich nicht geschaut. Du hast Recht, ich finde als Verstärkung der ersten Stufe des ESP 12,3 dB (4,1-fach) bei 20 kHz. Und klar, die geht bei >20 kHz weiter runter.
Es stimmt auch, dass die im Datenblatt genannte Instabilität bei V<5 im OpAmp-Modell nicht enthalten ist. Auch nicht in Modellen anderer Typen, bei denen das ähnlich ist. Da ist immer das Datenblatt gefragt.

kugel-balu schrieb:

Simulation sicher schwierig, weil es m.W. kein realistisches Modell des 5534 gibt

NE5534
Ich habe dafür auch ein ganz neues (von 2019), aufwändiges Modell, das aber (anders als das ältere Modell) ohne die Kompensations-Option ist. Ich denke schon, dass das neue Modell bzgl. der unten aufgezählten Eigenschaften realistisch ist, darauf wurde es explizit "ausgelegt".

* NE5534 Op Amp Model
* Version: 004
* Date: 11/12/2019
* Author: Nazar Shtybel
* E-mail: nazar{at}s-audio.systems
*
* NJM5534_SN - JRC
* NE5534ON_SN - ON Semiconductor
* NE5534PH_SN - Philips
* NE5534TI_SN - Texas Instruments
*
* The following parameters are modeled:
* 1. Open loop gain and phase with RL and CL effects
* 2. AC/DC Common mode rejection ratio
* 3. AC/DC Power supply rejection ratio
* 4. Slew rate
* 5. Input voltage noise with 1/f
* 6. Input curent noise with 1/f
* 7. Input bias current with common mode and temperature effects
* 8. Input offset current with temperature effects
* 9. Input offset voltage with temperature effects
* 10. Input impedance
* 11. Output current through the supply rails
* 12. Output current limit
* 13. Output voltage swing from rails with RL effects
* 14. Output impedance
* 15. Quiescent current vs Supply voltage with temperature effects
* 16. Maximum supply voltage breakdown
* 17. Overload recovery
* 18. Input common mode voltage range
*
* Connections:
* Non-Inverting Input
* | Inverting Input
* | | +Supply Voltage
* | | | -Supply Voltage
* | | | | Output
* | | | | |
.SUBCKT NJM5534_SN 1 2 3 4 5

D1 8 10 DX
D3 7 10 DX
D2 9 8 DX
D4 9 7 DX
E4 7 19 15 0 1
R9 16 15 1
R7 11 12 1
R8 13 11 1
G3 0 15 11 14 0.000004
L1 16 0 27u
E1 12 0 1 0 1
E2 13 0 2 0 1
E5 19 22 21 0 1
R13 0 21 0.55k
E3 14 4 3 4 0.5
R10 0 16 1000k
C2 0 2 4p
C1 1 0 4p
C3 1 2 4p
E6 22 25 26 0 1
G2 2 0 6 0 1
R4 6 0 1E-6 TC=-5e-3
I1 0 6 0.33
G1 1 0 6 0 0.97
R2 1 2 100k
R1 0 1 200Meg
R3 2 0 200Meg
R24 39 0 1
C4 39 0 32.5E-5
G10 0 39 36 0 1
G9 0 36 30 8 130000
R23 36 0 1
D9 36 37 DX
D11 38 36 DX
G16 49 3 3 42 0.025
G17 4 49 42 4 0.025
R32 3 49 40
R33 49 4 40
R34 56 49 1
G15 48 4 42 49 0.01
G14 47 4 49 42 0.01
D17 3 48 DX
D15 3 47 DX
D16 4 47 DY
D18 4 48 DY
D19 49 54 DX
E13 54 3 51 49 1000
V7 50 51 0.8
D20 55 49 DX
E14 55 4 53 49 1000
V8 53 52 1.5
E11 3 50 49 56 20
G11 0 40 39 0 1
R25 40 0 1
C5 57 0 1.75E-7
V3 20 0 0.235
D5 20 21 DN
R30 47 0 1G
R31 48 0 1G
R20 0 34 0.000001
V5 33 0 0.235
D7 33 34 DNC
G7 0 2 34 0 1
R19 0 32 0.000001
V4 31 0 0.235
D6 31 32 DNC
G6 0 1 32 0 1
G12 0 41 40 0 1
R26 41 0 1
C6 41 0 1700p
C8 49 42 1p
D13 42 43 DX
E9 43 0 45 42 1000
D14 44 42 DX
E10 44 0 46 42 1000
R21 3 4 36k
D8 4 3 DB
G8 3 4 35 0 1
R22 0 35 1 TC=1.5e-3
I3 0 35 0.0032
E8 25 30 29 0 1
R18 0 29 1
I2 29 0 0.0008
L5 56 5 290n
R35 56 5 200
E12 4 52 49 56 20
G4 0 23 3 4 0.00001
R14 24 23 1
L3 24 0 200u
R15 0 24 10k
G5 0 26 23 0 1
R16 27 26 1
L4 27 0 0.3u
R17 0 27 2
R28 49 45 1
I4 49 45 0.65
R29 49 46 1
I5 46 49 0.65
G13 0 42 41 0 1
R27 42 0 1
C7 42 0 1700p
R5 7 1 50
R6 8 2 50
V2 3 10 2.4
V1 9 4 2
R36 40 57 0.8
D10 0 37 DSRP
D12 38 0 DSRN

.model DX D(IS=1E-15)
.model DY D(IS=1E-15 BV=50)
.model DN D(KF=220e-13 T_ABS=27)
.model DNC D(KF=70e-2 T_ABS=27)
.model DB D(BV=46 T_ABS=27)
.model DSRP D(BV=4.6K T_ABS=27)
.model DSRN D(BV=4.6K T_ABS=27)

.ENDS NJM5534_SN

.SUBCKT NE5534ON_SN 1 2 3 4 5

D1 8 10 DX
D3 7 10 DX
D2 9 8 DX
D4 9 7 DX
E4 7 19 15 0 1
R9 16 15 1
R7 11 12 1
R8 13 11 1
G3 0 15 11 14 0.000004
L1 16 0 50u
E1 12 0 1 0 1
E2 13 0 2 0 1
E5 19 22 21 0 1
R13 0 21 0.85k
E3 14 4 3 4 0.5
R10 0 16 1000k
C2 0 2 4p
C1 1 0 4p
C3 1 2 4p
E6 22 25 26 0 1
G2 2 0 6 0 1
R4 6 0 1E-6 TC=-5e-3
I1 0 6 0.45
G1 1 0 6 0 0.95
R2 1 2 100k
R1 0 1 200Meg
R3 2 0 200Meg
R24 39 0 1
C4 39 0 50.5E-5
G10 0 39 36 0 1
G9 0 36 30 8 130000
R23 36 0 1
D9 36 37 DX
D11 38 36 DX
G16 49 3 3 42 0.03125
G17 4 49 42 4 0.03125
R32 3 49 32
R33 49 4 32
R34 56 49 1
G15 48 4 42 49 0.01
G14 47 4 49 42 0.01
D17 3 48 DX
D15 3 47 DX
D16 4 47 DY
D18 4 48 DY
D19 49 54 DX
E13 54 3 51 49 1000
V7 50 51 0.8
D20 55 49 DX
E14 55 4 53 49 1000
V8 53 52 1.5
E11 3 50 49 56 15
G11 0 40 39 0 1
R25 40 0 1
C5 57 0 2.5E-7
V3 20 0 0.235
D5 20 21 DN
R30 47 0 1G
R31 48 0 1G
R20 0 34 0.00001
V5 33 0 0.235
D7 33 34 DNC
G7 0 2 34 0 1
R19 0 32 0.00001
V4 31 0 0.235
D6 31 32 DNC
G6 0 1 32 0 1
G12 0 41 40 0 1
R26 41 0 1
C6 41 0 1500p
C8 49 42 1p
D13 42 43 DX
E9 43 0 45 42 1000
D14 44 42 DX
E10 44 0 46 42 1000
R21 3 4 36k
D8 4 3 DB
G8 3 4 35 0 1
R22 0 35 1 TC=1.5e-3
I3 0 35 0.0032
E8 25 30 29 0 1
R18 0 29 1
I2 29 0 0.0008
L5 56 5 100n
R35 56 5 75
E12 4 52 49 56 15
G4 0 23 3 4 0.00001
R14 24 23 1
L3 24 0 200u
R15 0 24 10k
G5 0 26 23 0 1
R16 27 26 1
L4 27 0 0.3u
R17 0 27 2
R28 49 45 1
I4 49 45 0.4
R29 49 46 1
I5 46 49 0.4
G13 0 42 41 0 1
R27 42 0 1
C7 42 0 1500p
R5 7 1 50
R6 8 2 50
V2 3 10 2.4
V1 9 4 2
R36 40 57 0.59
D10 0 37 DSRP
D12 38 0 DSRN

.model DX D(IS=1E-15)
.model DY D(IS=1E-15 BV=50)
.model DN D(KF=155e-13 T_ABS=27)
.model DNC D(KF=20e-3 T_ABS=27)
.model DB D(BV=46 T_ABS=27)
.model DSRP D(BV=7K T_ABS=27)
.model DSRN D(BV=7K T_ABS=27)

.ENDS NE5534ON_SN

.SUBCKT NE5534PH_SN 1 2 3 4 5

D1 8 10 DX
D3 7 10 DX
D2 9 8 DX
D4 9 7 DX
E4 7 19 15 0 1
R9 16 15 1
R7 11 12 1
R8 13 11 1
G3 0 15 11 14 0.000004
L1 16 0 40u
E1 12 0 1 0 1
E2 13 0 2 0 1
E5 19 22 21 0 1
R13 0 21 0.85k
E3 14 4 3 4 0.5
R10 0 16 1000k
C2 0 2 4p
C1 1 0 4p
C3 1 2 4p
E6 22 25 26 0 1
G2 2 0 6 0 1
R4 6 0 1E-6 TC=-3e-3
I1 0 6 0.55
G1 1 0 6 0 0.98
R2 1 2 100k
R1 0 1 200Meg
R3 2 0 200Meg
R24 39 0 1
C4 39 0 26.5E-5
G10 0 39 36 0 1
G9 0 36 30 8 130000
R23 36 0 1
D9 36 37 DX
D11 38 36 DX
G16 49 3 3 42 0.025
G17 4 49 42 4 0.025
R32 3 49 40
R33 49 4 40
R34 56 49 1
G15 48 4 42 49 0.01
G14 47 4 49 42 0.01
D17 3 48 DX
D15 3 47 DX
D16 4 47 DY
D18 4 48 DY
D19 49 54 DX
E13 54 3 51 49 1000
V7 50 51 0.8
D20 55 49 DX
E14 55 4 53 49 1000
V8 53 52 1.5
E11 3 50 49 56 22
G11 0 40 39 0 1
R25 40 0 1
C5 57 0 1.75E-7
V3 20 0 0.235
D5 20 21 DN
R30 47 0 1G
R31 48 0 1G
R20 0 34 0.00001
V5 33 0 0.235
D7 33 34 DNC
G7 0 2 34 0 1
R19 0 32 0.00001
V4 31 0 0.235
D6 31 32 DNC
G6 0 1 32 0 1
G12 0 41 40 0 1
R26 41 0 1
C6 41 0 1750p
C8 49 42 1p
D13 42 43 DX
E9 43 0 45 42 1000
D14 44 42 DX
E10 44 0 46 42 1000
R21 3 4 36k
D8 4 3 DB
G8 3 4 35 0 1
R22 0 35 1 TC=1.5e-3
I3 0 35 0.0032
E8 25 30 29 0 1
R18 0 29 1
I2 29 0 0.0008
L5 56 5 150n
R35 56 5 40
E12 4 52 49 56 22
G4 0 23 3 4 0.00001
R14 24 23 1
L3 24 0 200u
R15 0 24 10k
G5 0 26 23 0 1
R16 27 26 1
L4 27 0 0.3u
R17 0 27 2
R28 49 45 1
I4 49 45 0.65
R29 49 46 1
I5 46 49 0.65
G13 0 42 41 0 1
R27 42 0 1
C7 42 0 1750p
R5 7 1 50
R6 8 2 50
V2 3 10 2.4
V1 9 4 2
R36 40 57 0.85
D10 0 37 DSRP
D12 38 0 DSRN

.model DX D(IS=1E-15)
.model DY D(IS=1E-15 BV=50)
.model DN D(KF=155e-13 T_ABS=27)
.model DNC D(KF=20e-3 T_ABS=27)
.model DB D(BV=46 T_ABS=27)
.model DSRP D(BV=3.75K T_ABS=27)
.model DSRN D(BV=3.75K T_ABS=27)

.ENDS NE5534PH_SN

.SUBCKT NE5534TI_SN 1 2 3 4 5

D1 8 10 DX
D3 7 10 DX
D2 9 8 DX
D4 9 7 DX
E4 7 19 15 0 1
R9 16 15 1
R7 11 12 1
R8 13 11 1
G3 0 15 11 14 0.000004
L1 16 0 31u
E1 12 0 1 0 1
E2 13 0 2 0 1
E5 19 22 21 0 1
R13 0 21 0.85k
E3 14 4 3 4 0.5
R10 0 16 1000k
C2 0 2 4p
C1 1 0 4p
C3 1 2 4p
E6 22 25 26 0 1
G2 2 0 6 0 1
R4 6 0 1E-6 TC=-2.5e-3
I1 0 6 0.54
G1 1 0 6 0 0.97
R2 1 2 100k
R1 0 1 200Meg
R3 2 0 200Meg
R24 39 0 1
C4 39 0 41.5E-5
G10 0 39 36 0 1
G9 0 36 30 8 130000
R23 36 0 1
D9 36 37 DX
D11 38 36 DX
G16 49 3 3 42 0.025
G17 4 49 42 4 0.025
R32 3 49 40
R33 49 4 40
R34 56 49 1
G15 48 4 42 49 0.01
G14 47 4 49 42 0.01
D17 3 48 DX
D15 3 47 DX
D16 4 47 DY
D18 4 48 DY
D19 49 54 DX
E13 54 3 51 49 1000
V7 50 51 0.8
D20 55 49 DX
E14 55 4 53 49 1000
V8 53 52 1.5
E11 3 50 49 56 18
G11 0 40 39 0 1
R25 40 0 1
C5 57 0 1.75E-7
V3 20 0 0.235
D5 20 21 DN
R30 47 0 1G
R31 48 0 1G
R20 0 34 0.00001
V5 33 0 0.235
D7 33 34 DNC
G7 0 2 34 0 1
R19 0 32 0.00001
V4 31 0 0.235
D6 31 32 DNC
G6 0 1 32 0 1
G12 0 41 40 0 1
R26 41 0 1
C6 41 0 1500p
C8 49 42 1p
D13 42 43 DX
E9 43 0 45 42 1000
D14 44 42 DX
E10 44 0 46 42 1000
R21 3 4 36k
D8 4 3 DB
G8 3 4 35 0 1
R22 0 35 1 TC=1.5e-3
I3 0 35 0.0032
E8 25 30 29 0 1
R18 0 29 1
I2 29 0 0.0008
L5 56 5 120n
R35 56 5 60
E12 4 52 49 56 18
G4 0 23 3 4 0.00001
R14 24 23 1
L3 24 0 200u
R15 0 24 10k
G5 0 26 23 0 1
R16 27 26 1
L4 27 0 0.3u
R17 0 27 2
R28 49 45 1
I4 49 45 0.65
R29 49 46 1
I5 46 49 0.65
G13 0 42 41 0 1
R27 42 0 1
C7 42 0 1500p
R5 7 1 50
R6 8 2 50
V2 3 10 2.4
V1 9 4 2
R36 40 57 0.85
D10 0 37 DSRP
D12 38 0 DSRN

.model DX D(IS=1E-15)
.model DY D(IS=1E-15 BV=50)
.model DN D(KF=155e-13 T_ABS=27)
.model DNC D(KF=20e-3 T_ABS=27)
.model DB D(BV=46 T_ABS=27)
.model DSRP D(BV=5.8K T_ABS=27)
.model DSRN D(BV=5.8K T_ABS=27)

.ENDS NE5534TI_SN


Ich finde es interessant, dass das 5534 Modell des Herstellers JRC (New Japan Radio Corporation) merklich rauschärmer ist als die Equivalente von ON-Semi, Philips und TI (die letzten drei sind sehr ähnlich untereinander). Jedenhalls sind lt. Datenblatt die Spezifikationen bei allen vier Herstellern gleich. Vermutlich kommt das JRC Modell dem typischen NE5534A am nächsten, während die Modelle von ON, PH und TI dem 5534 (ohne A) eher entsprechen, der in den Rauschwerten eine breitere Streuung hat als der A-Typ.

Alternative Möglichkeit: Überragende Qualität von JRC gegenüber "nur Durchschnitt" von ON, PH, TI?


Gruß
Reinhard

Oh ja, da hat sich jemand offenbar wirklich Mühe gegeben, den 5534 mal einzubinden. Angesichts seiner grossen Bedeutung auch sehr angemessen !

Michael

kugel-balu schrieb:

Wenn man erst hoch verstärkt und dann wieder absenkt ist das doch ungünstiger als wenn man gleich mal weniger verstärkt

In der Tat verringert das passive Entzerrer-Netzwerk in der Muffsy-Schaltung (und auch im Meracus?) nach der ersten Stufe bei hohen Frequenzen die Amplitude sogar unter den vom System am Eingang gelieferten Wert, die wird dann in der 2. Stufe auf den Endwert wieder verstärkt. Für das Rauschen ist das m.E. eher günstig, da beide OpAmp-Stufen so recht niederohmig in der Beschaltung am invertierenden Eingang gehalten werden können. Ausserdem kann man dann in der 2.Stufe auch sehr rauscharmen OpAmps (z.B. LT1037) verwenden, die - wie Du oben schon geschrieben hast, nur mit Verstärkung von >5 stabil arbeiten. Durch die passive Entzerrung verstärkt dann die zweite Stufe frequenzunabhängig und moderat mit 23,4 dB (ca. 15-fach).

Klar ist erst Absenkung und dann wieder Anhebung konzeptionell ungünstig - jedenfalls vom Prinzip her. Ob praktisch dadurch hier merkliche Nachteile entstehen...? Gute Frage! Ich habe nur noch keine gesehen, die mir ins Auge springen (was nicht heisst, dass es die nicht gibt!).



Muffsy Phono-Pre (V= 34 dB @ 1 kHz)

gelb: Eingang (vom Magnetsystem)
blau: nach Verstärkung, 1. Stufe
rot: nach Entzerrung (passiv), hinter der 1. Stufe
grün: nach Verstärkung, hinter der 2. Stufe




Ich habe geprüft, was passiert, wenn ich Verstärkung in der 1. Stufe senke und dafür in der 2. Stufe (nach der passiven Entzerrung) erhöhe, so dass am Ende wieder die gleiche Gesamtverstärkung resultiert. Das Ergebnis folgt den grundsätzlichen Prinzipien, die Andreas herausgestellt hatte: Das Rauschen erhöht sich dadurch (wird um ca. 1/3 höher, wenn die 1. Stufe nur 20 dB verstärkt, die passive Entzerrung senkt dann wieder ab - und 2. Stufe 34 dB verstärkt). Hohe Verstärkung erst ganz hinten in der Kette, hinter den Rauschquellen ist nicht gut. Hohe Verstärkung bereits vor den Rauschquellen ist gut.

Gruß
Reinhard

Ja, das ist alles gut nachvollziehbar. Self begründet seine Behauptung mit dem Nachteil für das Rauschen auch nicht. Es könnte also auch einfach nicht relevant sein.

Aber eine Sache ist zu bedenken: Wenn man passiv entzerrt, kann man die erste Stufe nicht mit genauso hoher Verstärkung versehen wie in der aktiven Entzerrung, weil man dann doch im HT-Bereich an die Grenze kommt. Das war auch der Hintergrund meiner Frage nach der Aussteuerungsreserve. Das ist offenbar beim Muffsy-Pre gelungen gelöst, und auch ohne Nachteile beim Rauschen.

Letztlich müsste man aber jetzt auch mal einen praktischen Versuch machen, und eine aufgebaute Version anhören. Vielleicht ergibt es sich mal, dass man an Platinen kommt. Dabei hätte ich zumindest gerne eine Version, die mit einzelnen OPVs arbeitet, nicht mit doppelten. LT 1037 als zweiter OPV geht oft sehr gut, das habe ich schon einige Male probiert. Der (meist minimale) Vorteil beim Rauschen war bei mir aber nie relevant, weil die Platte auf jeden Fall mehr produziert als die Schaltung.

Michael

Ich habe DIESE Stelle im Buch von D.Self (Small Signal Audio Design, 2010) gefunden, die Du vielleicht meinst:

"...The nearest you can get ( Anm.: for a completely passive RIAA stage) is the scheme ... where the amplification and the equalization are wholly separate, with no frequency-dependent feedback used at all.
...If we want the modest 30 dB gain at 1 kHz (used in the previous example), the A1 (first) stage must have a gain of no less than 50 dB. This is only 16 dB below clipping, assuming we are using the usual sort of op-amps, and an overload margin of 16 dB is much too small to be usable. It is obviously impossible to drive anything like a volume-control or tone-control stage from the passive network, so the buffer stage A2 is shown to emphasize that extra electronics are required with this approach.
The only answer is to split the gain so that the A1 stage has perhaps 30 dB, while A2 after the passive RIAA network makes up the loss with 20 dB more gain. Sadly, this second stage of amplification must introduce extra noise, and there is always the point that you now have to put the signal through two amplifiers instead of one, so there is the potential for increased distortion."

Zur in Magenta markierten Aussage von D. Self:
Genau DAS macht die Muffsy Schaltung. Die erste Stufe verstärkt um 30 dB, die passive Entzerrung senkt um 19 dB ab (bei 1 kHz) und die zweite Stufe verstärkt um 23 dB. Beim Meracus-VV ist das ähnlich.

Die nachfolgende Kritik (Sadly...must introduce extra noise...two amplifiers instead of one...potential for increased distortion)
übersieht, dass die Aufteilung der Verstärkung auf die zwei Stufen - wenn es richtig gemacht ist (das war ja oben schon untersucht), und rauscharme OpAmps verwendet, sogar einen Rauschvorteil bringen kann. Und "potential of increased distortion" ist in der Praxis hierbei kein Thema, das Sorgen macht. Die Verzerrungen bleibt hier auch bei zwei Stufen so niedrig, dass man sie kaum noch messen kann (THD <0,001%). Die Platte selbst und Abtastfähigkeit sind um den Faktor 100x (oder noch mehr) schlechter.

DIESER Kritikpunkt von D.Self ist nicht wirklich treffend.

D. Self weiter:
"...amplification followed by attenuation means a headroom bottleneck, and this passive HF roll-off is no exception. Signals direct from disc have their highest amplitudes at high frequencies, so both these configurations give poor HF headroom, overload occurring at A1 output before passive HF cut can reduce the level. ...In contrast, the ‘all-in-one-go’ series-feedback configuration avoids unnecessary headroom restrictions and has the minimum number of stages. Passive RIAA is not an attractive option."

Dieser Kritikpunkt ist ernster zu nehmen. Damit verstehe ich auch besser, worauf Michael vorher abzielte.

Bei hohen Frequenzen übersteigt der Pegel am Ausgang der 1. OpAmp-Stufe V(stage1), noch vor dem passiven Entzerrer-Netzwerk den Pegel am Ausgang der 2. Stufe V(stage2).
Da die maximale Aussteuerung durch den max. Ausgangs-Pegel von V(stage2) und die RIAA-Schneidekennlinie (vom Magnetsystem) bestimmt sind, beide, fest definiert, ist die Differenz V(stage1) - V(stage2) als "Verlust von Übersteuerungsreserve" anzusehen.

Bei hohen Frequenzen entsteht bei der ersten Stufe das Clipping noch vor der 2. Stufe.

Dieser "Verlust an Übersteuerungsreserve" ist bei der Mufffsy-Schaltung mit passiver Entzerrung zwischen den beiden Verstärkerstufen
bei 10 kHz 10 dB
bei 20 kHz 16 dB

Graphisch; Verlust an Übersteuerungsreserve
Eingang: invertiertes RIAA-Signal


Wie kritisch ist das hier?
Nehmen wir die 1-stufige VV-Schaltung des Metaxas Ikarus-VV als Vergleich, die ja diesen "Nachteil" nicht hat:

Der Metaxas Ikarus-VV hatte (bei +/- 20V Versorgung) eine berechnete Übersteuerungsgrenze von 615 mV(eff) bei 10 kHz bei einer Verstärkung von 40 dB
Der Muffsy-VV hat (bei +/- 20V Versorgung) eine berechnete Übersteuerungsgrenze von NUR 391 mV(eff) bei einer Verstärkung von 34 dB. Bezieht man das auf Verstärkung 40 dB wären es sogar nur 195 mV(eff).
Das ist für den Muffsy-Verstärker mit passiver Entzerrung im Verhältnis zu der des Metaxas-Ikarus-VV also 195/615, d.h nur 1/3 oder -10 dB.

Die Kritik an MM-VV mit passiver Verstärkung ist in diesem Punkt zutreffend.
Da dieses Verhalten unabhängig davon ist, ob die beiden Verstärkerstufen OpAmps sind oder diskrete Stufen, trifft sie entsprechend genauso auf die Meracus-VV Schaltung zu!
In beiden Fällen wird ein hervorragender Signal-Rauschabstand mit einer verringerten Übersteuerungsreserve bei höheren Frequenzen erkauft!

Michael, das bestätigt, was Du vermutet hattest!

Gruß
Reinhard