FM Marke Eigenbau

      Hallo Reinhard, hallo Mitleser,

      am Wochenende habe ich die vierelementigen SFJ-Keramikfilter mit 230 kHz Bandbreite eingebaut. Drei hatte ich bestellt, zwei mussten ins Gerät. Das erlaubte eine Selektion, welche beiden Teile am besten zueinander passen. Kriterium war eine möglichst gute Übereinstimmung der Mittenfrequenz. Einer lag tatsächlich 30 kHz neben den beiden anderen, die sich kaum voneinander unterschieden. Sie fanden aufgrund anderen Layouts ihren Platz auf der Lötseite. Im angehängten Bild sieht man auch den Quatsch mit den abgelösten Leiterbahnen. Schön wird sie nicht mehr. Achim, schau bitte lieber nicht so genau hin.

      Damit ergeben sich nun folgende Daten mit dem Eigenbau-Mischteil:

      3-dB-Bandbreite: 200 kHz
      20-dB-Bandbreite: 335 kHz
      Selektivität: zu -300 kHz: 60 dB, zu +300 kHz: 55 dB
      Weitab Selektion: größer 75 dB, mit meinen primitiven Mitteln nicht zuverlässig zu ermitteln
      Signal-Rausch-Abstand bei ca. 60 dBuV: 52 dB

      Die Empfindlichkeit habe ich nur anhand des Empfangs kritischer Sender mit anderen Radios verglichen. Da liegt er etwas besser als viele Wald-Und-Wiesen-Radios, kommt aber nicht an den Saba 924x heran.

      Die Begrenzung passt jetzt auch. Es gibt einerseits die AGC, die sich ab ca. 80 dBuV bemerkbar macht. Zum Anderen geht die ZF-Verstärkungsstufe ein klein wenig früher in die spannungsbedingte Begrenzung.

      Die Feldstärkeanzeige hat mich noch gefoppt. Deren Schaltung ist, finde ich, nicht ganz so leicht zu verstehen. Am positiven Abschluss des Drehspulinstrumentes stellt sich über die Widerstände R94 (56k) und R96 (33k), kommend von stabilisierten 12V, eine Spannung von ca. 4,5 V ein. Am negativen Anschluss folgen ein weiterer Widerstand (R78) von 56k und zwei Germaniumdioden in Serie zu Masse. Dieser Aufbau allein bewegt den Zeiger auf ca. 40% Ausschlag. Die Spannung am positiven Abschluss wird durch Q16 kurzgeschlossen, solange kein Sender empfangen wird. Ausgewertet wird das Rauschen vom NF-Ausgang des Decoders. So wird die 0-Anzeige zwischen den Sendern erreicht. Schwache verrauschte Sender bringen eine Anzeige irgendwo dazwischen.

      Die Anzeige stärkerer Sender erfolgt über die Auswertung des ZF-Signals. Es wird nach der ersten ZF-Verstärkerstufe abgegriffen und durch Q14 separat verstärkt. An dessen Kollektor ist ein Schwingkreis als Arbeitswiderstand angeschlossen. Die verstärkte Wechselspannung wird über einen Koppelkondensator an den Verbindungspunkt der beiden Germaniumdioden geliefert. Die bilden mit den Kondensatoren C82 und C86 einen Spannungsverdoppler, der das Potential am Knoten der Diode SC4 und den Widerständen R78 und R80 in den negativen Bereich schiebt. Das vergrößert den Stromfluss durch das Anzeigeinstrument und bewegt den Zeiger weiter in Richtung Vollausschlag.

      Die gewonnene negative Spannung wird gleichzeitig für die Gewinnung der AGC-Spannung genutzt.

      Das ausgewertete Rauschen von Q16 steuert gleichzeitig die Mutingfunktion.

      Für die Feldstärkeanzeige bedeutet dieses Hängen zwischen zwei Stühlen, dass sie sehr schnell bis auf den Wert 4 steigt. Dann tut sich über ca. 20 dB sehr wenig, bevor sie dann gemächlich zwischen 60 und 100 dBuV auf Vollausschlag steigt.

      Der Abgleich des Hilfskreises an Q14 ist im Servicemanual nirgends beschrieben. Ich habe nach Abgleich der eigentlichen Signalstrecke ein starkes Signal an den Antennenanschluss gelegt und den Kern auf Maximalausschlag der Anzeige eingestellt.

      Viele Grüße,
      Christian
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      • LP_ZF_FM.jpg

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      Dieser Beitrag wurde bereits 2 mal editiert, zuletzt von „chriss_69“ ()

      Hallo Christian,

      die Feldstärkeanzeige ist ja wirklich unübersichtlich. Aber sie arbeitet noch bei schwachen und immer noch bei starken Sendern. Oft ist das Problem ja, dass bei Anzeigen, die für schwache Feldstärke gut anzeigen, bei stärkeren zu früh in die Sättigung gehen.

      Bandbreite und Trennschärfe sind ja jetzt auch perfekt.
      Einzig, was m.E. nicht so gut aussieht, ist der S/N Abstand. Bei 40kHz Hub (mono) sind 52dB bei 60dBµV Antennenpegel nicht gut. Wenn 60dBµV hier 1mV HF meint, selbst wenn es nur 500µV sind (falls 60dBµV EMK gemeint wäre), auch nicht. Es sollten ca. 60dB S/N schon bei 500µV HF sein. Ob DAS am Eigenbau-Frontend liegt? Oder, wenn S/N durch einen 50Hz-Brumm bei Deiner Messung (Erdschleife?) zum Schlechten beeinflusst wäre, ist ggf. dieser Brumm im realen Betrieb nicht vorhanden und der Rauschabstand tatsächlich besser?

      Gruß
      Reinhard
      Hallo die Runde,

      so ganz ohne Rauschwirkung wird die zusätzliche Verstärkerstufe zwischen den "beiden Zwischenkreisen" wohl nicht sein, auch wenn sie geregelt ist.
      Das AGC-Signal arbeitet jetzt optimal, was die Feldstärkeanzeige und die Mutingschwelle angeht, aber arbeitet es auch optimal, was die Verstärkungsregelung der beiden Stufen im Frontend angeht?
      Achim
      Hallo ihr treuen Mitdenker,

      das Rauschen ist echt. Ohne Netzbrumm und beim Vergleich mit einem anderen Empfänger auch hörbar.

      Achim hat sicher den Nagel auf den Kopf getroffen. Die Abregelung per AGC setzt so spät ein, dass sie nur bei sehr starken Ortssendern wirksam werden kann. Bei der Messung des Signal-Rauschabstandes war das nicht der Fall.

      Ich spiele mit dem Gedanken, doch das originale Frontend wieder zu bestücken. Die beiden FM-Spulen sind unproblematisch. Es gibt sie von Toko als S18 nachzukaufen. Nur die Mittenanzapfung müsste ich nachrüsten. Ich habe zwar ausgeschlachtete UKW-Spulen da, aber nur mit Alukern. Ich befürchte, das verändert im Gegensatz zu Ferrit stark die Koppelung.

      Mehr Kopfzerbrechen bereitet mit der ZF-Trafo nach dem Mischer. Dort ist speziell die Größe der Sekundärspule unbekannt. Die primäre Induktivität lässt sich leicht anhand der Kreiskapazität berechnen.

      Bezüglich der FETs dachte ich an BF256 und BF246. Ich habe auch noch russische KP303e. Auch die könnten passen.

      Aber vorher hänge ich nochmals mein betriebsbereites Ersatzmischteil an und kontrolliere das Rauschverhalten. Wenn sich da etwas verbessert, gehe ich die Rekonstruktion wahrscheinlich an. So recht überzeugend finde ich den Eigenbau nicht.

      Viele Grüße,
      Christian
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      Hallo die Runde,

      ein paar theoretische Betrachtungen zu den Spulendaten des originalen ZF-Trafos:
      Primärseite:
      Auslegung auf Resonanz zur ZF, 10,7 MHz
      Kreiskapazität: 22pf
      Damit müsste die Induktivität der Primärspule nach Thomson bei ca. 10 uH liegen, ggf. etwas weniger, um parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten zu berücksichtigen.

      Die Güte von ZF-Spulen für UKW, von denen ich weiß, lag meist bei 70 bis 80. Sie entscheidet mit über die Bandbreite.

      Auslegung der Sekundärspule:
      Meine Annahme: Auslegung auf Anpassung an den Lastwiderstand des ersten ZF-Verstärkers. Stimmt das?

      Und es geht weiter: Der Eingangswiderstand wird m.E. durch die Parallelschaltung der Basisteiler-Widerstände und dem Scheinwiderstand am Emitter x Stromverstärkung des ersten BF255 bestimmt.

      Ausgangswiderstand der Mischstufe? Keine Ahnung, wie man das rechnet.

      Das passende Übersetzungsverhältnis von T12 könnte man dann aus dem Verhältnis der Widerstände berechnen. Oder bin ich da auf dem Holzweg?

      Koppelfaktor? Zwei Spulen, beeinflusst von selben Kern, nebeneinander: Ich kann wiederum nur grob schätzen: Irgendetwas zwischen 0,4 und 0,8.

      Kennt sich jemand von euch besser mit der Materie aus als ich? Sicherlich. Wenn ihr einen Tipp habt, ich würde mich freuen.

      Viele Grüße,
      Christian
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      • zftrafo.png

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      Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von „chriss_69“ ()

      Hallo Christian,

      ja, Fragen über Fragen. Hans könnte sicherlich viel dazu sagen, aber wir haben ihn seit einiger Zeit nichts mehr gesehen. Hoffentlich geht es ihm gut.

      Ich kann Dir nur so viel sagen, dass i.a. der ZF-Ausgang des Mischteils nicht so schmalbandig ist. Ich habe allerdings bisher nur das Ausgangs-Bandfilter beim SABA 8120 ausgemessen und habe dafür als -3dB Bandbreite 233 kHz gefunden. Vielleicht ist der ZF-Trafo T12 des Sylvania noch etwas breiter - ich würde mal von ca. 250-280 kHz ausgehen. Ist dann nicht der Koppelfaktor kleiner als Du vermutest?

      Gruß
      Reinhard
      Ich habe mal mit der Simulation "gespielt".

      Das sieht doch nicht schlecht aus, oder?

      Mittenfrequenz 10,70 MHz
      -3dB Bandbreite 225-230 kHz.
      Kreis-Induktivität parallel zu 22pF 10.05µH
      Induktivität sekundärseitig (ausgangsseitig) 4,4-4,5 µH
      Kopplung K=0,02






      Das Wicklungsverhältnis wäre danach ca. 2,2 : 1
      Die Verstärkung von "out"/"in" ist +8 dB.


      Gruß
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 3 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Hallo Reinhard,

      ja, hoffentlich geht es Hans gut, er hat lange nichts hier gepostet.

      In der Tat, das könnte so funktionieren. Aber ist der Koppelfaktor tatsächlich so gering? Er passt eher zu zwei nebeneinander angeordneten oder weit auseinander liegenden Spulen mit separaten Kernen. Das Original sieht so aus wie im angehängten Foto vom Saba 8280. Wie sieht denn die Bandbreite bei K=0,2 aus?

      Vorkreis- und Zwischenkreisspule habe ich vor dem Versand von allen Seiten fotografiert. An T12 habe ich mit keiner Silbe gedacht. Sonst hätte ich ihm unter die Haube geschaut.

      Viele Grüße,
      Christian
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      Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von „chriss_69“ ()

      Hallo Chris,

      in der Simulation gibt es bei K=0,1 schon keine Filtercharakteristik mehr, geschweige denn bei 0,2.

      Bereits K=0,05 ist breit, könnte aber noch hinkommen, BW=380 kHz (-3dB). Die Verstärkung geht damit auf 16dB hoch. Das ist wiederum nicht schlecht. Durch den Ferritkern benötigt es ja nur wenige Windungen für 10,05µH / 4,4 µH.
      Nach dem Foto ist die Geometrie schlecht zu schätzen. Der Alu-Topf müsste aber relativ hoch sein und der Abstand der beiden Wicklungen darin so groß wie möglich.

      Hier mit Kopplung K=0,05 und L1=10,07µH / L2=4,5µH




      Im Saba Filter, das in der Simulation mit K=0,02 die gemessene Durchlasskurve exakt reproduziert, sind die Wicklungen auf nebeneinander stehenden Achsen, ca. 8mm voneinander entfernt sind. Die Wicklungen sind in der Höhe ca. 1 cm gegeneinander versetzt. Es könnte also schon sein, dass mit dem Sylvania Filter eine Kopplung von 0,05 machbar ist, wenn die Wicklungen ca 2 cm (oder noch mehr?) voneinander entfernt sind.

      Hier Simulation mit K=0,02 für das Saba 10,7 MHz Bandfilter und Messungen der Filterkurve jeweils mit
      • re101 Radiometer Copenhagen
      • Nordmende SW 3330
      • DDS30 (digital synthesis)


      Gruß
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Hallo Reinhard,

      Deine Simulation gibt mir schon mal wertvolle Anhaltspunkte. Danke! Es erstaunt mich immer wieder, wie komplex doch die Zusammenschaltung von zwei Spulen ist.

      Hier noch ein Bild aus der Seitenperspektive. Sehr hoch ist das Konstrukt nicht. Ich schätze 30-35 mm.
      Nicht wundern, es gibt den Topf nur einmal. Der Zweite ist eine Spiegelung am Abschirmblech des Oszillators.

      Viele Grüße,
      Christian
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      • T12_Seite.jpg

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      2 + 2 = 5 (für extrem große Werte von 2)
      Hallo Achim,

      ja genau auf das, was Du nennst, bezog sich meine Simulation und Messung "Saba-Bandfilter". Dort k= 0,02.

      Beim "Trafo" T12 im Sylvania-Gerät gibt es für K=0,02 eine recht ähnliche, natürlich etwas weniger steile, Durchlasskurve wie beim Saba Bandfilter. Bei der kleinen Bauform des T12 ist fraglich, ob so eine kleine Kopplung dort aufgrund der notwendigen Nähe der Spulen zueinander überhaupt möglich ist. Grösser als k=0,05 scheidet nach Simulation aus. Für das "Totschlag-Argument "dann ist die Simulation eben falsch" habe ich aber keinen Anhaltspunkt.

      Uns fehlt hier praktische Erfahrung zu Kopplungsfaktoren in den verschiedenen Bandfilter- und Trafo-Typen. Ich denke, am Ende läuft es auf "Probieren" raus.

      Gruß
      Reinhard
      Hallo Christian, Achim,

      ohne mehr über das verbaute Filter zu kennen, kann es keine eindeutige Lösung geben. Die Randbedingungen L1= 10µH (damit Resonanz des Primärkreises bei 10,7MHz) und Mittenfrequenz des Trafos, ebenfalls 10,7MHz, sind nicht ausreichend. Entweder man kennt zusätzlich das Windungsverhältnis bzw. Induktivität der sekundärseitigen Spule oder man kennt den Koppelfaktor. Nur mit wenigstens einer dieser Zusatzangaben gibt es eine eindeutige Lösung.

      Wir müssen hier noch mehr Informationen einbeziehen, um das Problem einzuengen. Die Baugrösse ist wichtig. Ich habe mir aufgrund der kleinen Bauform von T12 nochmal eine Simulation mit k=0,15 und k=0,2 angesehen.
      Ich denke, dass k<0.1 für T12 wegen der kleinen Bauform auszuschliessen ist.

      Die nächste Information ergibt sich aus den üblicherweisen Windungszahlen für 10,7 MHz IF Trafos mit Ferritkern. Aus TOKO- und anderen Datenblättern entnehme ich, dass wenigstens 24 Windungen (evtl. sogar mehr als 30) für die hier beim Primärkreis erforderlichen 10µH benötigt werden, selbst mit Ferritkern. Die Sekundärwicklung muss wenigstens eine Windung haben. Das setzt sekundär die Induktivitätsuntergrenze auf 0,4 µH. Damit ist mit Kopplungsfaktor von k = 0,3 die Mittenfrequenz richtig und eine -3dB Bandbreite 217 kHz. Verstärkung 7dB.

      Ebenfalls die Kombination 24 Primär-/2 Sekundärwindungen, entsprechend 10µH/0,8µH ist für einen Kopplungsgrad k=0,3 stimmig. Die kleine Verschiebung der Mittenfrequenz lässt sich durch Nachstellen des Ferritkerns ausgleichen. Bandbreite damit 240 kHz (-3dB). Verstärkung 10dB.

      Mit drei Sekundärwindungen (1,2µH) rutscht die Mittenfrequenz noch etwas weiter runter, lässt sich aber vermutlich immer noch durch etwas Herausdrehen des Kerns (auf primär 9,7µH) bei 10,7 MHz zentrieren. Damit Bandbreite 275kHz und Verstärkung 13,5dB.

      Das geht dann so weiter...je mehr sekundäre Windunken, umso mehr Verstärkung natürlich. Aber umso weiter rutscht damit auch die Mittenfrequenz nach unten. Das wird praktisch nur durch den Einstellbereich des Ferritkerns begrenzt, mit dem die Mittenfrequenz wieder "zurückgeholt" werden muss. Da der Primärkreis dadurch aber verstimmt wird, handelt man sich damit auch zunehmend Unsymmetrie ein.

      Letztlich ist also doch - wie anfangs erwartet - für C=22pF/L1 10µH bei einer Kopplung k= 0,2-0,3 eine -3dB Bandbreite von 220-280 kHz realisierbar, wenn die Sekundärinduktivität so verringert wird, wie sie für (berichtigt) 6-12 Sekundärwindungen typisch ist (0,8-1,6µH).
      Geringere Kopplung ist nur dann erforderlich, wenn die Induktivität der Sekundärspule in die gleiche Grössenordnung wie die des Primärkreises kommt - oder anders gesagt, wesentlich mehr Windungen hat. Andernfalls steigt die Bandbreite enorm an, auf 2-3 MHz und T12 würde zur Selektivität nichts mehr beitragen.

      Christian, ich fürchte, Dir wird nichts anderes übrig bleiben, als einen passenden "Trafo" mit variablem Ferritkern für 10,7 MHz selbst zu wickeln, der ähnliche geometrische Grösse hat, wie der von Sylvania. Damit müsste es hinkommen.

      Primär 10µH bei hereingedrehtem Kern
      Sekundär 6-12 (berichtigt) Windungen (ca 1,0-1,8 µH)

      Die Kopplung ist durch die Geometrie des Spulenkörpers bestimmt. In der Simulation passt k=0,2-0,4


      Simulation:
      L1=10 µH, C1=22pF
      L2=1,3 µH
      k=0,3
      BW=275 kHz



      Gruß
      Reinhard


      Der Beitrag wurde nachträglich wesentlich geändert.

      Dieser Beitrag wurde bereits 9 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Hallo Reinhard, hallo Achim,

      das sind sehr hilfreiche Anhaltspunkte für den Start der Versuche. Danke. Ich denke auch, T12 hat keine große Selektionsfunktion, wenn auch das Mischteil über alle Stufen nicht ganz so breitbandig sein wird, wie der reine Ausgangsfilter. Aber bei den UKW-Kreisen wird die Bandbreite im Zuge erreichbarer Güten ebenfalls bei 2-3 MHz liegen.
      Ich plane für T12 einen 10,7 MHz Meuselwitz-Spulenkörper einzusetzen, der aus einem Fera-150-Tuner stammt. Dort habe ich schon die Möglichkeit, zwischen die Spulen etwas Abstand zu bekommen. Außerdem werde ich die Sekundärspule mit Anzapfungen herstellen, um verschiedene Windungsverhältnisse testen zu können. In Grenzen kann ich also sowohl k als auch L verändern. Mangels solidem Wissen zur Auslegung führt dieser pragmatische Ansatz eventuell zum Ziel.

      Noch ein Detail der bestehenden Lösung: Der Ausgangsfilter des Bastelmischteiles hat eine Sekundärspule, die direkt an der Primärspule sitzt. Das kann auch kein niedriger Koppelfaktor sein. Die Bandbreite dieses Konstruktes muss ich aber erst noch bestimmen.

      Zwecks Literatur hier noch ein Link zu Röhrenenthusiasten eines Nachbarforums:

      jogis-roehrenbude.de/UKW-Proje…il/Ernst/Beschreibung.htm

      Speziell das erwähnte Meßprotokoll enthält Hinweise zur Auslegung. Interessant, finde ich.

      Viele Grüße,
      Christian
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      2 + 2 = 5 (für extrem große Werte von 2)

      Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von „chriss_69“ ()

      Hallo Christian,

      ich war etwas zu voreilig. Ich habe nachträglich meinen letzten Beitrag total geändert.

      Die Folgerung jetzt:
      k=0,3 und sogar k=0,4 funktionieren, wenn die Zahl der Sekundärwindungen wesentlich kleiner ist, als ursprünglich angenommen. Ich gehe jetzt von 6-12 (berichtigt) Sekundärwindungen aus, für ca. 0,6-1.6 µH. Damit wird die Selektivität mit einer Bandbreite von 250 +/- 30 kHz für diese stärkere Kopplung erreicht. Die ursprüngliche Annahme, dass die Sekundärwindungszahl grösser wäre, war unnötig und erzwingt eine viel zu kleine Kopplung, die mit der gegebenen Bauform unvereinbar ist.

      Im von Dir verlinkten Beitrag mit Messprotokoll sieht man auch dort enge Bandbreite des Mischteils von <200kHz, die wesentlich vom verwendeten Reinhöfer-ZF-Ausgangsbandfilter bestimmt wird. Für das ZF-Reinhöfer-Filter 45.11 wurde bei leicht überkritischer Kopplung eine Bandbreite von 265kHz gemessen. Bei diesem Bandfilter-Gehäuse (von RFT) hat man keine grosse Kopplung, besonders, wenn im Becher beide nebeneinander stehenden Spulenkörper durch eigene Kammern voneinander getrennt sind (dass sieht man von aussen nicht, kann aber so sein). Dort ist das Verhalten vermutlich so, wie ich es hier anfangs für das SABA Filter F1 beschrieben habe, k<0,1. Bei Sylvania sind aber beide Spulen auf derselben Achse eines Spulenkörpers gewickelt, so dass die von Dir anfangs vermutete erheblich stärkere Kopplung angenommen werden muss.

      Ich bin also auf dem Punkt zurück, dass das 1.ZF-Filter im Mischteil bereits wesentlich die Selektivität bestimmt und eine -3dB Bandbreite von 220-280kHz dafür "richtig" ist. Mehr Einzelheiten in meinem letzten nachträglich revidierten Post oben.

      Die erforderliche Güte ist ca. 40-45. Die im Handel meist angebotenen TOKO Trafos/Filter mit Q=60-100 ergeben alle eine viel zu kleine Bandbreite von nur 110-180 kHz. DAS ist der Grund, weshalb Sylvania hier für T12 C=22pF und L1=10µH hat. Damit liegen sie bei Q=0,43, genau richtig.

      Gruss,
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 10 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Guten Morgen,

      Der berühmte Valvo FD11 weist ebenfalls eine Bandbreite von 300 kHz am Ausgang auf. Außerdem ist dort Anpassung für kritische Kopplung erwähnt. Der Lastwiderstand, d.h. die Eingangsstufe muss dafür 330 Ohm Eingangswiderstand haben.
      Reinhard, von der Sache her reichen Deine Betrachtungen schon aus, um loszulegen. Unter Einbeziehung, wann Anpassung erreicht ist, müsste sogar eine eindeutige Lösung möglich sein.

      Viele Grüße,
      Christian
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      Hallo Christian,

      hiermit sollte sich was machen lassen. 22pF (genau) Styroflex parallel zu 1-3 und 10 (berichtigt) Windungen (für 1,34µH) draufwickeln, an die freien Pins 4-6.

      ebay.de/itm/283576503370





      Die Last am Ausgang des Trafos T12 beim Sylvania ist aber nicht 330 Ohm, wie in der Valvo-Tuner Schaltung mit der dort verwendeten 1. ZF-Verstärkerstufe. Die Eingangsimpedanz der 1.ZF-Transistorverstärkerstufe ist beim Sylvania Receiver viel grösser. Dieangegebene Lastimpedanz für den Valvo Tuner FD11 ist hier deshalb nicht gültig.

      Bestimmung der Eingangsimpedanz der 1.ZF-Stufe im Sylvania Receiver:
      Der Widerstandswert, der vor dem Eingang der Transistorstufe nach Masse gelegt wird und am Ausgang der Transistorstufe zu einem Spannungsabfall von 6dB (Halbierung) führt, ist die Eingangsimpedanz. Das sind hier ca. 4,7 kOhm. Man kann also statt der Transistorstufe an den Trafoausgang von T12 auch einfach nur die Last 4,7 kOhm legen. Das ergibt bei primärseitig 10,05µH/22pF auf der Sekundärseite 1,3-1,4µH, wie schon vorher anhand der Schaltung in der Simulation ermittelt. Die Transistorstufe hat auch noch eine Eingangskapazität, die hier reinspielt und zu einer leichten Verstimmung führt. Diese Verstimmung kann aber leicht durch Ferritkernabgleich behoben werden.

      Erst die Last am Ausgang (Kollektor) der Transistorstufe ist 330 Ohm (Keramikfilter). Wenn ich dort 330 Ohm korrekt berücksichtige, ändert sich an der Schlussfolgerung nichts, es bleibt bei ca. 1,3-1,4 µH Induktivität sekundär.

      Wenn primär für 10,05µH (10,7 MHz mit 22pF parallel) ca. 28 Windungen (mit Ferritkern) benötigt werden (Abschätzung aufgrund der Spulendaten von anderen 10.7 MHz ZF-Trafos), sind es für 1,4µH rechnerisch 3,9 10 (Berichtigung unten) Windungen.
      .
      Die Ferrithülse an der Basis des 1.ZF-Transistors sollte mit den genannten Trafodaten entfallen. Wird eine Ferrithülse hier verwendet, ergeben sich aufgrund deren Parallelkapazität und Impedanz wieder ganz neue Verhältnisse. Bei einer Hülse für ca 10 MHz dürfte die Sekundär-Induktivität in T12 nur ca. 0,7µH sein. Eine Hülse für 100 MHz darf hier nicht verwendet werden, die Bandbreite würde dadurch zu stark aufgeweitet.


      Besten Gruß
      Reinhard


      Berichtigung:
      Da L~ N^2 ist und mit 28 Windungenfür 10µH berechnet sich die Zahl der Sekundärwindungen (N) für 1,34µH nicht zu 4 sondern

      1,34/10 = N^2/28^2
      N^2 = 105
      N= 10

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      Hallo Reinhard,

      damit ist die Sache eindeutig, würde ich meinen. Die 4,7k Eingangsimpedanz der ersten ZF-Stufe machen das Bild rund. Nun passt auch halbwegs das Wickelverhältnis zur Widerstandstransformation.
      In der Realität wird sie vom Basisspannungsteiler, rbe und dem transformierten Xe und sicher noch der ein oder anderen HF-Kleinigkeit bestimmt.
      Andere Schaltungen haben hier extra niedrige Werte für den Basispannungsteiler.

      Noch eine Frage: wie bist Du zu den 48 k Quellenimpedanz der Mischerstufe in Deiner Simulation gekommen? Über die Schwingkreisgüte?
      Am Wochenende werde ich erste Praxistests durchführen, ob unsere Betrachtungen passen. Aber ich habe da mittlerweile wenig Zweifel.

      Viele Grüße,
      Christian
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      Hallo Christian,

      ich habe anfangs abgeschätzt, dass aufgrund der resultierenden Bandbreite eine Quellenimpedanz von 25k und kleiner (Bandbreite zu gross) sowie von 55k und grösser (Bandbreite zu klein) ausgeschlossen werden kann. Daraufhin habe ich 47k als Startannahme genommen.

      Der Bereich 30-45k ist plausibel, wenn man sich die simulierten Bandbreiten in Abhängigkeit der Quellenimpedanz des Mischerausgangs ansieht (ohne Ferrithülse an der Basis des Transistors der 1. ZF-Verstärkerstufe):



      Gruß
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 3 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

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