FM Marke Eigenbau

      Keine Sorge, so schnell lache ich nicht!

      Die Simulationsdateien habe ich mir noch nicht angeschaut.
      Momentan habe ich ein ernsthaftes Problem mit meinem Rechner.
      Ähnlich wie Festplattencrash, zumindest provisorisch ist der PC wieder lauffähig.
      Nebenbei, bei gekoppelten Filtern & Co. dürfte Hans wesentlich mehr Erfahrung haben.
      Ich mache eher so Sachen, wie man 500 Watt Sendeleistung abgestrahlt bekommt.

      Andreas
      Was bedeutet DL2JAS? Amateurfunk, www.dl2jas.com
      Hallo Christian,

      Spulen: Ja, dem Bereich 80-120nF stimme ich zu.

      L4: Wert beeinflusst die Frequenzabstimmung des Zwischenkreises

      Eingangstransistor: Wenn Du in der Simulation BF244A durch BF244C ersetzt, gibt es fast keine Verstärkung mehr. Auch mit vielen anderen nJFETs geht nichts mehr, die Resonanz des Zwischenkreises verschiebt sich damit stark zu niedriger Frequenz und wird gleichzeitig sehr breit, Verstärkung ist dramatisch um bis zu 30dB gegenüber BF244A schlechter.
      Alternativen zu BF244A (in der Simulation ähnliches Ergebnis wie BF244A): BF510, BF410A, 2N3459, 2N5103, 2N5557 (ca. 360kHz Drchlassbreite)
      Gute Verstärkung, verbreitert aber Duchlasskurve: 2N5105, BF244B (460kHz)
      Etwas geringere Verstärkung aber sehr verschmälerte Durchlasskurve: 2N5358 (270kHz)

      BF244(A) nach allg. Konsens: Drain und Source sind austauschbar (symmetrisch). Mein Transistortester kann D und S dort auch nicht unterscheiden. In der Simulation macht es aber einen Unterschied in der Verstärkung - verstehe ich nicht. Im Modell ist offenbar allgemein eine Konvention, die D und S unterschiedlich behandelt.

      Ferrithülse am Gate des HF-Eingangstransistors: Wenn man dort einen 100 MHz Typ hat, gibt es auch keine Verstärkung mehr. Es muss hier ein 10MHz Typ sein. Besser ist es (nach Simulation), den Ferrit an Drain zu setzen, Verstärkung wird dann nicht beeinflusst.

      Der Oszillator ist sehr wählerisch, was den Ferrit an der Basis des LO-Transistors angeht, ggf. erstmal weglassen.



      Hallo Andreas,
      Ich hoffe, Du und jeder andere Kundigere (Hans als DER Fachmann sowieso, hatte ich ja schon oben geschrieben) meldet sich, wenn ich mal wieder Blödsinn mache. Wir raten hier ja bei Kopplungsfaktoren rum, da fehlt uns einfach die Erfahrung, um auf einen Blick zu sagen,...so oder so in dem Bereich müsst Ihr schauen. Wir hangeln uns mühsam nach und nach ran, manchmal mit Zwischenfehlern.


      Gruß
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Im Saba/Sylvania Schaltplan ist vom 75 Ohm-Antenneneingang zum Frontend-Eingang eine "Special Transmission Line" eingezeichnet. Sylvania macht ja um alle Bauteile ein grosses Geheimnis. Ich vermute, es handelt sich hier lediglich um ein Stück RG-59 (75 Ohm Wellenwiderstand) Koaxialkabel.




      Das habe ich dem Simulationsmodell als 0,5m lange "lossy transmission line" hinzugefügt. Am Ausgang des Koax-Kabels (also Frontend-Eingang) stehen damit 4mVss (1,4mV rms) HF (97 MHz) an für 3 mVp Amplitute am offenen Generatorausgang (2mV rms EMK).
      Der zeitliche Verlauf der simulierten Spannungen vom Oszillator (107,7 MHz) und die ZF-Ausgangsspannung (10,7 MHz) an 330 Ohm Last (= Eingangsimpedanz von Murata Keramik-ZF-Filter FL2 im Sylvania Schaltplan) zeigt, dass der Oszillator etwa 5µs benötigt, um sich einzuschwingen und sich natürlich auch erst damit die ZF entwickelt. Für sehr kleine Antennensignale, dauert es ca 2 µs länger, für grössere geht es ca 1-2µs schneller.








      Gruss
      Reinhard
      Dateien

      Dieser Beitrag wurde bereits 3 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Hallo Reinhard,

      ja, das ist so, das ist ein Stück Koax-Kabel, ca. 40 cm lang. Die Durchmesserverhältnisse messe ich nach, um die 75 Ohm Wellenwiderstand zu überprüfen. Direkt nach den Antennenterminals sitzt noch ein Balun, aufgebaut mit einer Schweinenase, für Antennen mit 300 Ohm Impedanz.

      Die optimierte Schaltung habe ich bei mir problemlos simulieren können. Was mir aufgefallen ist, den Spulen fehlt der Verlustwiderstand. Deshalb ist die Bandbreite in den HF-Stufen auch so schmal gewesen. Güte 80 bedeutet bei 100 MHz, dass die parasitären Verluste einem Parallelwiderstand von ca. 5 kOhm entsprechen. Güte 100 entspricht ca. 6,5 kOhm. Das senkt leider wieder den Ausgangspegel nach dem ersten ZF-Transistor auf ca. 50 - 100 mV. Um Probleme mit Flankendemodulation zu vermeiden, werden die HF-Kreise relativ breit ausgelegt: 2-3 MHz 3-dB-Bandbreite sind ein Anhaltspunkt. Erst nach dem ersten ZF-Kreis soll die 300 kHz Bandbreite vorliegen. Ich weiß leider nicht mehr, wo ich das gelesen habe. Es ist schon länger her.

      Eine Auswahl an Transistoren ist bestellt, die meisten Typen kommen nächste Woche an. Leider sind gerade diese HF-Typen mit A-Kennung schon lange abgekündigt, es werden nur noch Reste bei kleinen Händlern oder Privatverkäufern gehandelt.

      Viele Grüße,
      Christian
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      SPECIAL TRANSMISSION LINE

      Das könnte eine Transformationsleitung Lambda/4 sein.
      Hier kann man nachlesen, was die Dinger machen:
      dl2jas.com/selbstbau/anpassung…rmation_mit_Antennenkabel

      Warum simuliert ihr mit den alten BF24x?
      Es gibt doch haufenweise neuere FETs, auch leicht beschaffbar.
      Vernünftige Hersteller veröffentlichen dazu die Dateien mit Streuparametern oder SPICE.
      Jetzt kommt mir nicht damit, das ist meist "Hühnerfutter", SMD.
      SMD ist nun mal das sinnvollere Gehäuse bei HF-Schaltungen.
      Zur Not trickst man, lötet SMD auf 3 Loch Punktraster mit drei Drahtbeinchen.
      Dann muss aber die Länge der Drähte berücksichtigt werden, parasitäre Induktivität.
      Nebenbei, bei SPICE-Modellen ist unsicher, ob auch die Anschlussbeine berücksichtigt werden.
      Viele Modelle, meist auch S-Parameter, beziehen sich direkt auf den Chip ohne Anschlussbeine.
      Bei 10,7 MHz nicht wild, ab 100 MHz sollte man aber aufpassen mit parasitären Induktivitäten.

      Andreas
      Was bedeutet DL2JAS? Amateurfunk, www.dl2jas.com
      Hallo Christian,

      Einen parasitären Parallelwiderstand hatte ich tatsächlich nicht berücksichtigt.

      Wenn ich einen parasitären Parallelwiderstand in dieser Grösse einbeziehe, sehe ich aber Probleme. Dann liefert das Mischteil keine ZF-Bandbreite von 300kHz.

      Zunächst:
      Der Kopplungsfaktor für das Zwischenkreis/Mischer Bandfilter kann bei Annahme der parasitären Parallelwiderstände von ca. 4-5 kOhm maximal 0,01 sein. BW(-3dB) vom Zwischenkreis allein ist damit 1,0 MHz, entspräche also Gütefaktor 97. Bei grösserem Kopplungsfaktor als 0,01 erscheint schon ein Doppelmaximum (für f0=97MHz).

      Eine Spulengüte Q=80 entspricht 1,22 MHz Bandbreite bei 97 MHz. In LTSPICE komme ich auf 1,2 MHz Bandbreite vom ungekoppelten Mischerkreis, wenn ich dort einen 4,3k Parallelwiderstand annehme. Mit Parallelwiderstand 4,3kOhm zu den beiden 80nH Spulen neu simuliert, ergibt Bandbreite von 1,8 MHz für das Bandfilter bei Kopplung K=0,01, die das Maximum an Pegel liefert .

      Was Du schreibst kann ich also nachvollziehen. So weit ok, aber nun:

      Wenn ich dann für auf 97MHz abgeglichenen Zwischen- und Mischerkreis einen Sweep am Eingang mache, sehe ich am Ausgang eine ZF-Bandbreite von 1,3 MHz. Die bekomme ich um keinen Preis der Welt auf 300kHz herunter, wenn wir sonst keinen groben Fehler gemacht haben.

      Warum nicht 300 kHz, wo wir doch glaubten, unser ZF-Trafo hätte diese Bandbreite?
      Da haben wir einen Fehler gemacht. Wir waren zur Annahme gelangt, dass die Quellenimpedanz (Quelle= Mischertransistor) um ca. 40 kHz betragen solle, weil damit der optimale Pegel und die richtige Bandbreite von 300 kHz erreicht wurden. Diese Annahme hatten wir aber nicht wirklich an der Schaltung geprüft. Tatsächlich hat in der Simulation diese Schaltung eine ZF-Bandbreite von 1,3 MHz, was der Quellenimpedanz für die Speisung des Zwischenkreises von nur 6 kOhm zuzuschreiben ist. Wenn ich in der Simulation statt der JFET-Verstärkerstufe einen Generator mit Serienwiderstand von 6 kOhm verwende, bekomme ich statt der ~300kHz zuvor für 40 kOhm, nun ebenfalls 1,3 MHz Bandbreite, so wie bei der JFET Stufe. Also haben wir die Quellenimpedanz für die Speisung des Zwischenkreises falsch angenommen. Die JFET-Stufe hat 6 kOhm Ausgangswiderstand.

      Wenn Du die nachfolgenden Schaltungen öffnest und die Simulationen machst, siehst Du, was ich meine.

      Testschaltung zur Prüfung der ZF-Trafo-Bandbreite:



      Sylvania_Test_ZF-Trafo.asc.txt


      Gleiches Ergebnis mit Signalquelle Rgen= 6 kOhm stat NJFET als Quelle:
      Sylvania_Test.asc.txt


      Jetzt stecke ich fest. Ich sehe nicht, wie wir auf 300kHz ZF-Bandbreite kommen können (wenn wir parasitäre Parallelwiderstände von 4-5 kOhm an den 80nH Spulen rechnerisch berücksichtigen müssen).

      Ein Frontend soll mit einer Verstärkung von 30-40 dB aufwarten (s. techn. Daten Valvo FD11 Mischteil und verschiedene Görler Mischteile). Verstärkung = Pegelverhältnis ZF-Ausgangspegel/HF-Eingangspegel, d.h. es soll bei 1 mV Eingangs-HF, 30mV - 100 mV ZF herauskommen (so wie ohne Parallelwiderstände). Das funktioniert auch bei Berücksichtigung von Parallwiderständen der genannten Grösse, habe es probiert. Bei 1 mV HF-Amplitude habe ich 50 mV ZF Amplitude heraus bekommen (V=34dB).

      Die Ausgangsbandbreite für die ZF von 300 kHz ist bei Frontend-/Mischteilen wie Valvo FD11 und auch bei Görler spezifiziert (dort 280kHz).

      Siehst Du hier:
      Sylvania_Test_Frontend Spulen Christian.asc.txt


      Görler



      Valvo FD11


      Ich glaube nicht, dass bei Sylvania hier 1.3MHz gestattet wurde, das hätte jedenfalls allen Konventionen widersprochen.

      Gruß
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 6 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Hallo Andreas,

      hatte ich vorher geschrieben. Ich hatte um die 50 verschiedene Typen in der Simulation in dieser Schaltung getestet. Nur sehr wenige waren hier akzeptabel. Am besten kam die Bestückung heraus, wie angegeben. Kannst Du auch ausprobieren.

      Im LTSpice Modell waren es Beta, Lambda und Vto (Threshold Voltage) Parameter, die sich zwischen "funktioniert" und "funktioniert nicht" unterschieden haben.
      Ich konnte aber keinen einzelnen Parameter für sich allein dem Urteil gut/schlecht zuordnen. Das wäre ein extra Thema. Wir wollten hier ja weiterkommen. Also habe ich für die Simulation ausgewählt, was funktioniert hat. In der Praxis muss das nicht unbedingt auch so sein. Das LTSpice JFET Modell ist nicht vollkommen. Christian hatte bisher Fehlschläge mit den JFETs, die er praktisch probiert hat. Da war es interessant, dass auch die Schaltung in der Simulation sehr wählerisch ist (Artefakt oder nicht?).

      Gruss,
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 3 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      SMD würde mich nicht schrecken, die bekommen dann Anschlussdrähte verpasst. BF862 zeigte bei mir in einer vereinfachten Simulation ohne Mischer auch sehr gute Ergebnisse, etliche dB mehr Verstärkung als BF244A. Das gilt aber nur für die Originalschaltung des Eingangstransistors und einer Gatespannung von 3-5V. Das scheint also kein symmetrischer Typ zu sein.
      Ich habe sie mit bestellt.

      Hm, Transformationsleitung wäre eine Möglichkeit. Notwendig würde sie, wenn das Frontend eine von 75 Ohm abweichende Impedanz hat. Ich messe dann gleich Mal den Querschnitt und die Länge des Koaxstückes.

      Was den Widerstand am ZF-Trafo betrifft: Meines Erachtens müssen der güteabhängige Arbeitswiderstand des Schwingkreises und der dyn. Ausgangswiderstand des FETs zueinander passen. 47k würde bedeuten, dass die Ausgangskennlinien im Usd-Id-Diagramm sehr flach verlaufen müssen. Z.B. nur 0,5 mA Drainstromänderung bei 20V Hub von Uds. Das 2N3819-Modell kommt dem nahe.

      Viele Grüße,
      Christian
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      Das war's!



      Sylvania_Frontend Spulen Christian_korr.asc.txt


      Mischertransistor


      Mit 2N3819 als Mischer passt die ZF-Bandbreite perfekt. Damit kann und muss die Beschaltung am LO-Transistor wieder auf die originalen Schaltplanwerte zurück (4,7k am Emitter und 10k statt 8,2k an der Basis), sonst ist die Oszillatoramplitude zu stark. Ein weiteres Indiz, dass die Bestückung mit 2N3819 stimmig ist. Gesamtverstärkung ist auch sehr gut, bei 1mV Eingangsamplitude 200mV ZF-Amplitude.

      Auswahlkriterium entsprechend LTSpice Parametern ist für den Mischer JFET:
      Vto nahe an -3V; beeinflusst Verstärkung
      Lambda bei 2m (0,002); beeinflusst dynamischen Ausgangswiderstand

      Diese Kriterien als geeigneter Mischertransistor erfüllen (nach Priorität):
      2N3819 (Christians Wahl)
      BF244B
      BF244C
      MPF102(A, D)
      MPF106
      SST4416
      J2N5668
      NDF9407
      (diese Auswahl ist aus meiner JFET Bibliothek in LTSPICE, es kann darüberhinaus noch weitere geben)


      Eingangstransistor

      BF862 als HF-Eingangstransistor macht sich in der kompletten Schaltung in der Simulation in der Zeitdomäne nicht gut, nur in der Frequenzdomäne. Ist mir nicht klar, warum es da diese Diskrepanz gibt. BF244A ist in beiden Domänen gut. Das Ergebnis ist mit Vorsicht zu geniessen, da die Zeitdomänenergebnisse Schrittweitenabhängig sind, auch wenn ich die kleinste mögliche Schrittweite schon genommen habe.


      Kopplung von Zwischenkreis und Mischerkreis (Bandfilter)

      Die Kopplung des Zwischen und des Mischerkreises kann jetzt gut eingegrenzt werden auf etwa K= 0,005. Die Bandbreite am Gate des Mischertransistors beträgt 1,0 MHz:




      ZF-Bandbreite

      Die Bandbreite der ZF ist im Soll: 250 kHz




      Sonstiges

      Transmission Line:
      Eingangsimpedanz am Frontend ist nicht 75 Ohm, sonst hätte sich in der Simulation mit dem RG59 Kabel und 75Ohm Quellenwiderstand die Eingangsspannung auf die halbe offene Generatorspannung (halbe EMK), also um 6dB reduzieren müssen. Tatsächlich geht die Amplitude aber nicht auf 50% zurück sondern nur auf 70% (-3dB). Da wäre eine Impedanzanpassung nicht unbedingt nötig, denn ungefähr passt es für 75 Ohm, aber nicht genau.

      Es kann also sein, dass es wirklich nur ein 75 Ohm Koax-Kabel ist. Oder es sind zwei Koaxleitungsstücke mit verschiedenen Wellenwiderständen aneinandergehängt?

      Gruß
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 3 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Hallo Reinhard,

      das klingt ja sehr gut. Ich bin schon gespannt auf die Tests, wenn die Halbleiter da sind.

      Hinter der "SpecialTransmission Line" verbirgt sich ein 35 cm langes Stück Koaxkabel mit nichtgeschäumtem Isolator. Der Verkürzungsfaktor von 0,66 sollte also passen. Leider ist die Messung des Innenleiterdurchmessers nur nach dem Ablöten des Kabels an schlecht zugänglicher Stelle möglich. Als Transformationsleitung für das UKW-Band ist es zu kurz: 300 x 10^6 m/100 MHz/4 * 0,66 = 0,495 m. Auch wenn der Isolator geschäumt wäre, gilt dies, der Verkürzungsfaktor würde größer werden und damit auch die notwendige Länge. Was es wohl als Ersatzteil gekostet haben mag :)

      Viele Grüße,
      Christian
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      Hallo Christian, Andreas,

      also doch nur ein Stück simples RG59 Kabel.

      In der Simulation (35cm RG59) mit Generator (Ausgang 75 Ohm) erhöht es die Amplitude am Eingang der Schaltung.


      EDIT:

      Es gibt immer noch einen Fehler in der Schaltungssimulation, der erklären könnte, warum es zu merkwürdiger Empfindlichkeit auf den n-JFET Typ am Eingang kommt. Im Arbeitspunkt muss beim n-JFET UG (+3V) gegenüber US (+4,5V) negativ sein. Das ist aber hier bisher nicht so. Die Spannungsversorgung ist sehr verschachtelt, da dort noch mehr dranhängt. Ich werde für UG des Eingangstransistors eine separate Versorgung in der Simulation vorsehen - sonst komme ich nicht dahin.

      Gruß
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 16 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Spannungsfehler ist berichtigt!

      Alles, was ich vorher zum HF-Eingangstransistor geschrieben habe, ist hinfällig,


      Die Spannung am Gate des HF-Eingangstransistors habe ich jetzt mit einer Zenerdiode in der Spannungsversorgung im Simulationsmodell auf +3V (Sylvania Schaltplanwert) gezwungen. Dann ergibt sich mit den allermeisten nJFET Transistoren an Source (Eingang) +4V (Sylvania Schaltplanwert +4,5V). Die Arbeitspunktbedingung UGate < USource ist erfüllt. Das Problem mit der zickigen JFET-Wahl ist nun verschwunden. Alle arbeiten, manche verstärken besser, andere weniger, so wie zu erwarten.

      Auch BF862 arbeitet jetzt ausgezeichnet!


      Nochmalige Korrektur:



      LTSpice Simulationsfile (.txt im Namen entfernen)
      Sylvania_Frontend_kpl_korr.asc.txt


      Ich hoffe, das war es jetzt mit Korrekturen.

      Gruss,
      Reinhard
      Absatz aus einem Aufsatz zu FETs:
      ***********
      The early (during the valve era) way to specify transconductance was the 'mho' (ohm spelled backwards), and it's still seen in some FET datasheets. You may also see the mho as a symbol - ℧ - an upside-down Omega.
      ***********

      Und ich habe mich schon die ganze Zeit über diese seltsamen Einheiten "mmohs" gewundert. Den Profis unter euch wird das natürlich keine Probleme bereitet haben.
      **************************************************
      2 + 2 = 5 (für extrem große Werte von 2)
      Ohne Mho(s) nix loos!

      Ich habe diese schräge Einheit auch erst vor ein paar Tagen aufgeschnappt, als ich FET-Datenblätter durchgesehen habe.

      Christian,
      als die von Dir getesteten Eingangs-FETs nicht verstärkt haben, hast Du damals nachgeprüft, dass Us > Ug war? Evtl. bist dem gleichen Fehler aufgesessen, wie ich bei der Simulation?

      Gruß
      Reinhard
      Hallo Reinhard,

      die Arbeitspunktspannungen habe ich zwar immer mit gemessen, möchte meine Hand aber trotzdem nicht ins Feuer dafür legen. Ich werde das nachholen. Die AGC-Schaltung im ZF-Bereich setzt das Gate auf 3V, solange nicht abgeregelt wird. Der Drainstrom müsste sich über den 560-Ohm-Widerstand an Source aber von allein auf einen Wert begeben, der den Sourceanschluss höher als diese 3V setzt - je nach FET differierend, aber immer positiver als das Gate.

      Allein das ist es aber sowieso nicht. Der Kreis vor dem Mischertransistor zeigt auch bei total verstimmtem Zwischenkreis kein Maximum. Da stimmt noch etwas nicht, d.h. dieser Kreis wird zu stark bedämpft, bzw. kommt nicht in den Resonanzbereich. Bei der Originalschaltung am ersten Sylvania verursachte schon eine kleine Kerndrehung eine deutliche Reaktion. Davon kann hier keine Rede sein.

      Ich warte gegenwärtig auf die Ankunft des UKW-Spulensatzes mit Maßen, die dichter am Original liegen. Einige der bestellten Transistoren sind am Samstag noch eingetroffen, ich bin nur noch nicht ausführlich zum Testen gekommen. Der 2N3819 als Mischer hat ca. 5dB Zuwachs gebracht, der BF862 als Eingangstransistor nochmals ca. 7dB. Insgesamt fehlen trotzdem noch ca. 40dB an Empfindlichkeit.

      Etwas mühsam ist diese HF-Frickelei ohne ausreichend Erfahrung schon. Aber wenn alle Stränge reißen, die DIY-Lösung bleibt als Rückfalloption allemal und könnte von einem rauschärmeren FET am Eingang evt. auch profitieren.

      Viele Grüße,
      Christian
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      Hallo Christian,

      Hast Du schon die Methode probiert, die ich gepostet hatte?

      1. Erst den Zwischenkreis total verstimmen (Kern ganz herausdrehen)
      2. Dann sollte sich der Kreis vor dem Mischertransistor abgleichen lassen
      3. Erst nach abgeglichenem Mischerkreis den Zwischenkreis auf Max. bringen.

      Wenn so abgeglichen ist, kannst Du danach in der Simulation an der Induktivität oder Kapazität des Kreises vor dem Mischertransistor "drehen", ohne dass sich erkennbar was tut (Du verstimmst dann den Kreis, aber kannst es nicht erkennen).
      Probier es mal.
      Sylvania_Frontend_kpl_korr.asc.txt


      Es gibt ja sonst nur wenig Ursachen, dass sich der Kreis nicht abgleichen lässt:
      1. Ein Anschluss an der Doppelspule (80nH mit Mittenabgriff) unterbrochen oderDraht gebrochen oder Lötstelle defekt
      2. Trimmer-C defekt
      3. Parallel-C (Kerko) defekt

      Dämpfung zu stark? Wo sollte die Dämpfung herkommen?

      Gruss,
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Hallo Reinhard,

      ja, den Abgleichsversuch habe ich, so wie von Dir vorgeschlagen, durchgeführt. Und ja, viele Möglichkeiten gibt es nicht für Fehler. Der Wahrscheinlichste: einseitiger Windungsschluss beim Anlöten des Mittelanzapfes. Das hatte ich zwar vor dem Einbau kontrolliert, aber vielleicht ist beim Einlöten der Spule die Stelle trotz Sorgfalt zu heiß geworden.
      Möglichkeit 2: Kerko 15p mit Feinschluss.
      Möglichkeit 3: Der FET hat eine zu hohe Rückwirkung.
      Möglichkeit 4: Schluss beim Abhängen der Eigenbauschaltung entstanden
      Möglichkeit 5: zu geringe Kopplung durch die stark gedrängten Spulen
      Möglichkeit 6: unterer Statoranschluss des Drehkos hat keine Verbindung zu den Platten.

      Viel mehr fällt mir erst mal nicht ein.
      Viele Grüße,
      Christian
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      Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von „chriss_69“ ()

      Hallo Reinhard, hallo Mitleser,

      mittlerweile sind alle bestellten JFET-Typen eingetroffen, nur die Spulen noch nicht. Macht nix, ich kann trotzdem einen Teilerfolg melden. Mit meinem Diodentastkopf kann ich HF-Spannungen auch im UKW-Bereich ab ca. 10 mV detektieren. Damit bin ich auf Fehlersuche gegangen. Erste Station war der Eingangsverstärker. Der Antennenanschluss zeigte bei hohem Eingangspegel vom HF-Generator eine deutliche Reaktion. Wenn die Stufe mit dem BF862 verstärkt, muss das Signal am heißen Ende der ersten Spule deutlich größer sein als das am Eingang. War es auch, es lag eine ca. dreifach höhere Spannung am Ausgang der Dioden an.

      Nach den Simulationsergebnissen zu urteilen, dürfte das Signal im folgenden Koppelkreis nicht sehr viel schwächer sein. Aber nix, da war kein Signal nachweisbar. Ist es der Mischertransistor? Vielleicht ist ja am gänzlich unbelasteten Kreis ein Signal nachweisbar? Nach dessen Entfernung zeigte sich: Nein, ebenfalls nichts.

      Hier folgt ein Kuriosum, das ich euch nicht vorenthalten möchte: Mit entferntem Mischertransistor war es trotzdem möglich, den Prüfton des Generators zu empfangen. Sogar für die Pilottonanzeige hat es gereicht. Freilich nur bei hohem Pegel am HF-Generator (ab Stellung 80 dBuV am AS5), aber immerhin. Völlig ohne galvanische Verbindung, ohne aktives Mischerbauteil, nur über die vorhandenen parasitären Kopplungen. Wo die Mischwirkung erfolgte, kann ich nur ahnen, ich habe den Oszillatorkreis in Verdacht. Der ist zwar abgeschirmt, aber der Blechwürfel hat relativ große Öffnungen und der Transistor die für die Mischung unabdingbare nichtlineare Kennlinie.

      Zurück zum Zwischenkreis: Wenn es der Mischertransistor nicht ist, bleibt nur der Kreis selbst, also Spule, Trimmer, Drehko und Parallelkondensator. Die Spule hatte ich zwischenzeitlich umgewickelt: Zweieinhalb etwas gestreckte Windungen versilberter Schaltdraht, 0,5 mm Durchmesser mit 6,5 mm Innendurchmesser. Das sollte dem Original sehr nahe kommen. Gelingt es mir, sie in Resonanz zu bringen? Ein 39 pF-Parallelkondensator war zu groß. Keinerlei Resonanzgebaren nachweisbar. Mit 27 pF parallel funktionierte es dann. Die Spule befand sich dazu der Zugänglichkeit halber auf der Lötseite der Platine. Bei relativ weit eingeschraubtem Kern zeigte sie so endlich ein deutliches Maximum bei 96 MHz. Die -3-dB-Bandbreite der beiden wirksamen Kreise: Knapp zwei MHz, also in etwa der Erwartung entsprechend, trotz veränderter Kopplungsbedingungen durch die Platzierung auf der Lötseite.

      Gut, wenn also dieser Kreis mit seiner Festkapazität bei ca. 96 MHz nun Maximum hat, leitet sich der nächste Schritt ab: Wenn die Anzapfung dieses Konstruktes am Gate des wiedereingesetzten Mischertransistors 2N3819 liegt, gibt es dann eine vernünftige Empfindlichkeit? Und tatsächlich: erste Zuckungen des Feldstärkezeigers waren in diesem Zustand bei Stellung 10 dBuV nachweisbar, fast Zielbereich. Ein kurzer Test mit der Kabelantenne zeigte ebenfalls deutlichen, klaren Empfang der Sender um 96 MHz.

      Fazit: Die Kreiskapazität des Zwischenkreises war die ganze Zeit zu hoch. Trimmer, Parallelkondensator und Drehko zusammen kommen in Stellung 96 MHz auf einen Wert von über 40 pF. Ganz eingedreht waren es über 50 pF. So ergab sich keine Resonanz dieses Kreises und in Folge die miserable Empfindlichkeit.

      Der Rest liegt nun auf der Hand. Trimmer und Parallelkapazität des Kreises werden nach Eintreffen der endgültigen Spulen untersucht und so eingerichtet, dass mit Spulenkern und Trimmer notwendige Bandspreizung und Gleichlauf zustandekommen. Dann erfolgen die ganzen kleinen Optimierungen, z. B. welche Transistortypen sind rauscharm und gleichzeitig empfindlich, kann die Mischsteilheit durch Ändern des Ruhestromes optimiert werden, stimmt die Bandbreite am Ausgang, funktioniert die Regelung bei großen Eingangssignalen...

      Dieser Wiederaufbau des FM-Teiles war bis jetzt eine echt harte Nuss und ringt mir die Achtung der Leute ab, die mal Tuner ohne Simulation und Forum entworfen haben. Und ohne Reinhard hätte ich wohl schon das Handtuch geschmissen.

      Viele Grüße,
      Christian
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      2 + 2 = 5 (für extrem große Werte von 2)
      Hallo Christian,

      und wieder zeigt sich: Nie vorschnell aufgeben!
      Ich habe auch eine Menge an der Simulation gelernt. Ohne Deine Fragen wäre ich eine Simulation eines kompletten UKW-Frontends/Mischteils nie angegangen.

      Im Nachhinein stellt sich die Lösung der Aufgabe als ziemlich einfach dar. Aber der Weg dorthin war für jemanden wie Du und ich, die das erstmals angehen, wie erwartet, gewunden. Das nächste mal wäre es schon ein wenig einfacher, sprich gradliniger, da viele Fragen, die wir hier hatten, jetzt beantwortet sind.

      Kannst Du die Kapazitätsbereiche am Drehko an den Anschlägen ausmessen? Mit einem Trimmer im üblichen Bereich 3-10pF sollte sich damit ja schon ein brauchbarer Anhaltswert für die Parallelkapazität ergeben.

      Gruß
      Reinhard

      Dieser Beitrag wurde bereits 1 mal editiert, zuletzt von „oldiefan“ ()

      Hallo Reinhard,

      da hast Du sicher recht. Der nächste FM-Tuner wird leichter. ;)
      Ja, den Drehko werde ich vermessen. Dazu muss ich aber erst Trimmer und Parallelkondensator entfernen. Die Trimmer ziehen ihre Wirkung nicht aus einer Änderung der gegenüberstehenden Plattenfläche, sondern über die Schraube am Drehko scheint der Isolierstoff dazwischen unterschiedlich stark gequetscht zu werden. Also wirkt ein veränderlicher Abstand kapazitätsverändernd, wenn meine Annahme stimmt. Durch den noch vorhandenen Aufbau konnte ich der Konstruktion bisher nicht auf den Grund gehen.

      Du hattest mich in einem früheren Post noch gebeten, nach der passenden Gatespannung am Eingangstransistor zu sehen. Aktuell ist der BF862 drin. Das Gate wird durch die ZF-Schaltung auf 2,8V gesetzt. Dann kommt an Source eine Spannung von 3,3V zustande. Es passt also, das Gate ist etwas negativer als Source. Die Spannung an Source liegt ein ganzes Stück weg von der Schaltplanangabe, passt aber zur relativ steilen Transferkennlinie und der betragsmäßig kleinen Pinch-Off Spannung dieses Typs. Weitere Transistoren habe ich noch nicht gemessen.

      Viele Grüße,
      Christian
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