Messverstärker Hochfrequenz

oldiefan · 15. August 2023, 00:50

Hallo Andreas,

wenn die Model Parameter des Transistors so angegeben sind, wie bei Dir, sind sie nur für das Die.
Wären parasitäre Eigenschaften dabei, wäre das Modell nicht als .MODEL sondern als als .SUBCKT (Subcircuit, Unterschaltkreis) angegeben.

Beispiel für Transistor Parameter, die für HF parasitäre Eigenschaften des Gehäuses enthalten Hier Beispiel BF193F:
Grün ist der Subcircuit (.SUBCKT), der neben dem nackten Die auch die parasitären Elemente als dessen Aussenbeschaltung integriert enthält. Blau der Teil, der nur die Die-Parameter für das nackte Die enthält. Das nackte Die ist bezeichnet mit M_BFR193F, die gesamte Subcircuit Schaltung mit den "Parasiten" und dem Die zusammen, also der ganze Transistor, ist mit BFR193F bezeichnet.

Die Zeile
Q1 1 2 3 M_BFR193F
integriert das nackte Transistor_Die Q1, genannt M_BFR193F in den Schaltkreis, der bereits die parasitären Elemente enthält. Die Daten zu .MODEL M_BFR193F folgen anschliessend.

Alles was mit
.MODEL M_BFR193F
beginnt und danach folgt, sind nur die Eigenschaften des nackten Dies, also ohne Packaging (Gehäuse und Anschlussverdrahtung/Beinchen)

Anders gesagt:
Wenn parasitäre Eigenschaften integriert sind, wird das Transistormodell immer als kompletter eigenständiger Schaltkreis (.SUBCKT) gegeben, dessen Bezeichnung der Name des vollständigen Transistors mit Gehäuse ist, der aber nicht mit der Bezeichnung des nackten Dies exakt identisch sein kann/darf, das er in einer der Befehlszeilen einbindet (wer mal programmiert hat, versteht das gut). Deshalb wird der ganze Transistor mit BFR193F bezeichnet, das nackte Die aber mit M_BFR193F.

***************************************************************
* Infineon Technologies AG
* GUMMEL-POON MODEL IN SPICE 2G6 SYNTAX
* VALID UP TO 6 GHZ
* >>> BFR193F <<<
* (C) 2016 Infineon Technologies AG
* Version 2.2 April 2016
***************************************************************
*.OPTION TNOM=25, GMIN= 1.00e-12
*BFR193F 11 22 33
.SUBCKT BFR193F 11 22 33
*
CBEPAR 2 3 2.737E-013
CBCPAR 2 1 2.594E-013
CCEPAR 1 3 3.745E-014
LEI 3 30 2.79522E-010
LBI 2 20 2.78624E-010
CBEPCK 20 30 3.15E-014
CBCPCK 1 20 9.466E-014
CCEPCK 1 30 2.664E-015
LB 22 20 9.11766E-011
LE 30 33 1.72174E-010
LC 1 11 1.95916E-010
*
Q1 1 2 3 M_BFR193F
*
.MODEL M_BFR193F NPN(
+ TNOM = 25
+ IS = 4.981E-016
+ BF = 114
+ NF = 1
+ VAF = 56.06
+ IKF = 0.4814
+ ISE = 3.125E-015
+ NE = 1.723
+ BR = 11.16
+ NR = 0.9901
+ VAR = 3.941
+ IKR = 0.07071
+ ISC = 2.254E-014
+ NC = 1.894
+ RB = 1.22358
+ IRB = 0.0001166
+ RBM = 0.85
+ RE = 0.493289
+ RC = 1.377
+ XTB = 1.303
+ EG = 1.11
+ XTI = 6.548
+ CJE = 2.049E-012
+ VJE = 0.8885
+ MJE = 0.372
+ TF = 1.552E-011
+ XTF = 33.9
+ VTF = 3.177
+ ITF = 0.6292
+ PTF = 1E-015
+ CJC = 6.473E-013
+ VJC = 0.5728
+ MJC = 0.3598
+ XCJC = 1
+ TR = 5.53E-009
+ CJS = 0
+ MJS = 0
+ VJS = 0.1
+ FC = 0.9999
+ KF = 0
+ AF = 1)
***************************************************************
*
*
.ENDS BFR193F

Das Transistormodell wird in so einem Fall mit dem .inc (include) Kommando in die LTSpice Simulation integriert. In diesem Fall also z.B. mit

.inc Infineon_RF.lib

Dafür muss vorher das file Infineon_RF.lib im Ordner "sub", gespeichert werden, der ein Unterverzeichnis in LTSpiceXVII --> lib--> sub ist.
Das file Infineon_RF.lib kann man in Notepad oder einem anderen Texteditor erzeugen, indem man die gesamten oben einkopierten Angaben exakt reinkopiert and als .lib file abspeichert.

Die Sternchen am Zeilenanfang sind wichtig, sie bezeichnen eine Kommentarzeile, die vom Programm ignoriert wird. Vergisst man aber ein Sternchen vor einer Kommentarzeile, wird die Zeile als Befehl gelesen und das führt i.d.R auf eine Fehlermeldung. Die korrekte Syntax ist unerbittlich.
Ein + vor einer Zeile bedeutet, dass die Vorzeile, gefolgt von einem Leerzeichen und dem angegebenen Eintrag, fortzusetzen ist.

Jetzt muss nur noch im Transistorsymbol in der Schaltung die dort bislang stehende Transistorbezeichnung (egal welche da vorher stand, z.B. npn) in diesem Beispiel in BFR193F geändert werden. Dazu mit dem Mauszeiger auf den Transistor gehen,bis sich der Cursor in eine Hand verwandelt. Dann hält man "Strg" auf der Tastatur gedrückt und klickt mit der rechten Maustaste (die Hand als Cursor muss dabei über dem Transistor sichtbar sein). Es öffnet sich ein Fenster, in dem man in der Zeile "Prefix"ein X einträgt (was dort vorher stand überschreiben) und in der Zeile "Value" den Transistornamen einträgt, hier BFR193F danach mit OK bestätigen, Fenster schliesst sich. Nun ist der komplette BFR193F einschliesslich seiner parasitären HF-Eigenschaften im simplen Transistorsymbol untergebracht und man kann die Simulation starten. Einkopieren der Modellparameter in das Schaltungsfenster ist nicht nötig, die sind ja alle im .lib File enthalten.

Das sieht dann im Beispiel so aus (ist eine Simulationsschaltung zur Ermittlung der Streuparameter des Transistors aus dem SPICE-Modell zur Verwendung in RF-Simulationsprogrammen, die statt mit Spice-Modellen mit Streuparametern arbeiten, also kein praktisch verwendbarer Verstärker. Deshalb dort die gigantischen Induktivitäten zur kompletten Sperrung von HF in den betreffenden Leitungszweigen in der Simulation).

Klickt man mit der Maus rechts auf die Kommandozeile .inc Infineon_RF.lib im Schaltungsfenster, öffnet sich ein kleines Fenster, in dem man direkt zum .lib file browsen kann, dort also sehen kann, welche Parameter der Simulation für dieses Transistormodell zugrundeliegen, also auch die parasitäre Zusatzbeschaltung.

Gruß
Reinhard

dl2jas · 15. August 2023, 01:41

Reinhard, ist mir bekannt!

Sehe ich in der Datei Angaben Subcircuit, weiß ich, daß es sich danach um Die handeln wird.
Das hatten wir schon bei Privaten Nachrichten, Subcircuit und Die ist bei HF häufig.
Es ist aber nicht immer so, daß Gehäuse und Die getrennt in der Datei erscheinen.
Gerade bei .s2p hatte ich es schon mehrfach, daß auch das Gehäuse berücksichtigt wird.
Manche Bauteile gibt es nur in einem Gehäuse, gutes Beispiel (ältere) MMICs oder Hybride.
Da wird man eher nicht die nackten Daten nur Die finden.

Beim 2222A weiß ich nicht mehr, was ich da genau nahm, könnte nur Die sein.
Wie ich zuvor erläuterte, hier eher unwichtig wegen zusätzlichen Ls in der aktuellen Schaltung.
Da stört es nicht, ob L1 und L3 eher 16 oder 20 nH haben.
Für die Mitleser, es geht um die Anschlüsse, Beinchen, meist in der Gegend 1 bis 3 nH.
Es gibt da natürlich auch Kapazitäten, die man häufig bis unterer Bereich UKW vernachlässigen kann.
Wir machen hier Aufbau Punktrasterplatine in deren Grenzen, nicht wirklich HF, UHF aufwärts.
Da sieht es anders aus, ich zeigte die Platine ganz am Anfang des Themas.

Andreas

oldiefan · 15. August 2023, 01:53

dl2jas schrieb:

Sehe ich in der Datei Angaben Subcircuit, weiß ich, daß es sich danach um Die handeln wird.

Andreas,
hast Du jetzt verdreht. Genau anders herum.
Was nach .SUBCKT kommt ist die parasitäre Zusatzbeschaltung. Das Die (bei HF) ist, was nach .MODEL....kommt. Bei NF identisch zum Transistor mit Gehäuse, bei HF identisch zum Transistor ohne Gehäuse (Die).

Ich spreche zu LTSpice und anderen Simulationsprogrammen auf Spice Basis.
Bei den Spice Modellen müssen Die und parasitäre Elemente immer in einer einzigen Datei (.SUBCKT) eingebunden sein, so wie in meinem Beispiel oben, wenn die parasitäre Zusatzbeschaltung nich explizit in der Schaltung um den Transistor extern plaziert wird (mühsamer). In diesem einen File erkennt man die Daten für Die und für die "Parasiten" in den zwei farblich verschiedenen Segmenten. Grün und blau bezeichnen nicht zwei verschiedene Files - beide zusammen sind in einem File, das im Verzeichnis sub als lib. file gespeichert wird.

Für NF sind die Modelle für das Die und den vollständiger Transistor immer identisch, es gibt dafür nur ein Modell, das mit .MODEL beginnt.
Für HF sind zu den .MODEL Parametern für das Die die Zusatzparameter für das Gehäuse im SUBCKT. enthalten, wie oben im Beispiel des BFR193F. Diese Werte sind aber gewöhnlich nur bei ausgesprochenen HF-Transistoren verfügbar. Bei anderen "multi-purpose" Transistoren, zu denen auch der 2N2222 gehört, sind die parasitären Daten meist nicht (oder sogar nie) verfügbar. Auch dann nicht, wenn ihre Transitfrequenz mehrere hundert MHz beträgt, sie also u.U auch bei HF brauchbar sind.

Dies führt direkt zum Problem, dass bei "general purpose transistors", wie dem 2N2222 für die zahlreichen unterschiedlichen im www verfügbaren Modelle nicht bekannt ist (nicht angegeben), bis zu welcher Frequenz die Modell-Parameter gewonnen bzw. überprüft wurden. Von Unterschieden aufgrund der unterschiedlichen Transistorhersteller ganz abgesehen. Ich finde zunehmende Unterschiede mit den Modellen ab ca. 20 MHz, was darauf hindeuten könnte, dass die Spice (LTSpice) Modelle für höhere Frequenzen nicht verlässlich sind. Zwei der Modelle wichen sogar schon ab 10 MHz erheblich von den übrigen ab, die habe ich hier eliminiert.

Man sieht hier, was ich meine:
Dieselbe Schaltung, unterschiedliche Spice Modelle für den Transistor N2222:
1. Q2222A
2. Q2N2222
3. Q2N2222/ZTX (Zetex)
4. Q2N2222A eliminiert - starke Abweichung bei Verstärkung schon ab 10 MHz
5. 2N2222 (Philips)
6. PN2222A
7. 2N2222/NXP eliminiert - starke Abweichung bei Eingangsimpedanz schon ab 10 MHz

Das Modell Q2222A, das Du ausgesucht hast, liefert hier den breitbandigsten Frequenzgang, scheint also auch nach Deiner Messung, nach der der flache Frequenzgang bis 100 MHz reicht, noch am besten zu treffen. Nur kann man das ja erst im Nachhinein beurteilen, wenn man die Schaltung gebaut und gemessen hat. Dann hat aber diese Simulation für > 20 oder 30 MHz nur wenig Wert für Vorhersagen, aber dafür will man doch meist eine Simulation.

Sonst kann man nur davon ausgehen, dass die Modelle bei höherer Frequenz (> 20 MHz) noch verlässlich sind, wenn das ausdrücklich geschrieben steht und/oder - wie bei ausgesprochenen HF-Transistoren -der .subckt für parasitäre HF-Eigenschaften angegeben ist (wie oben im Beispiel BFR193F, dort steht auch: "Parameter gelten bis 6 GHz").

Zu den Konventionen bei Simulation mit Streuparametern stimme ich Dir zu, dass dort auch das Gehäuse im .s2p enthalten sein kann, gewöhnlich meist auch ist. Aber Simulation mit Streuparametern beruht auf einem ganz anderen Ansatz. Eine Analogie zu Spice Programmen ist kaum vorhanden. Die einzige Schnittstelle sind ja die Streuparameter, die LTSpice als Graph oder Tabelle erzeugen kann. Wir haben das beide ja ausprobiert. Wirklich funktional wäre das erst, wenn LTSpice die Streuparameter auch als korrekt formatiertes .s2p File ausgeben könnte. Ob es jemals dazu kommt?

Bei Spice-Simulationsprogrammen kann unter .MODEL keine Berücksichtigung parasitärer Gehäuse-Eigenschaften erfolgen (anders als bei Streuparameter-Programmen im .s2p File). In Spice Simulatoren sind als Transistor-Parameter unter .MODEL nur solche zulässig, die dafür in der Definitionsliste des Programms stehen. Und parasitäre Eigenschaften des Gehäuses sind da nicht vorgesehen und nicht möglich. Die müssen in einen .SUBCKT oder man zeichnet sich in der Schaltung den entsprechenden parasitären SUBCKT selbst drumherum, was aufwendiger und fehlerträchtiger ist.

Deine Parameter zum 22222A hast Du ja in der Schaltung in Klartext stehen. Da ist kein .subckt dabei. Da musst Du Dich nicht fragen, was Du genommen hast, kompletten Transistor oder nur Die - es ist bei Dir nur der nackte Transistor (also Die-only).
Ich weiss, dass Du das Einbinden von .subckt Modellen gerne vermieden hast, stattdessen lieber mit Die-only und ggf manuell ergänzter expliziter Aussenbeschaltung arbeitest. Deshalb habe ich das Vorgehen bei .subckt oben im Einzelnen so genau beschrieben. Man braucht etwas, bis man sich dran gewöhnt hat.

Nach einer Weile bekommst Du immer mehr Übung mit LTSpice! Leider ist nich alles dort intuitiv zu bedienen. Das soll ja bei Ansoft Designer noch viel schlimmer sein. Den habe ich mir als SV2 runtergeladen und schnell aufgegeben - dann lieber doch RFSim99, auch wenn sich RFSim99 mit WIN10 bockig verhält, funktioniert ja noch.

Gruß
Reinhard

dl2jas · 15. August 2023, 14:51

Reinhard, ich drückte mich ungeschickt aus!

Du hast es schön farblich hervorgehoben, was SUBCKT ist und was das eigentliche Modell.
Mit "danach" meinte ich den zweiten Teil, mit .MODEL beginnend.
Vorhin suchte ich, fand die Datei zum 2222A, kein .SUBCKT vorhanden.
Das Gehäuse taucht auf, jedoch mit * davor, also Kommentar.
Daraus schloss ich, das Modell gilt für den ganzen Transistor, also mit Anschlussbeinchen.
Einziger kleiner Haken, gilt für die SMD-Version, ich baute mit TO92.
Hätte ich dem Emitter im Schaltbild eine Induktivität um 2 nH gegönnt, würde es passen.

Andreas

*************** Power Bipolar Electrical Parameters ********************
** Product: MMBT2222A
** Package: SOT-23
** NPN General Purpose Amplifier
**---------------------------------------------------------------------
.MODEL MMBT2222A NPN
+ IS = 1.68844E-13 BF = 192.1 NF = 1
+ BR = 1.98 NR = 1 ISE = 1.250E-14
+ NE = 1.5 ISC = 2.51826E-09 NC = 1.5
+ VAF = 74.03 VAR = 100 IKF = 0.869453
+ IKR = 0.37378 RB = 1.15 RBM = 0.0025
+ IRB = 2.51189E-6 RE = 0.0284 RC = 0.18
+ CJE = 2.179424E-11 VJE = 0.6464066 MJE = 0.3296434
+ CJC = 9.241838E-12 FC = 0.5 VJC = 0.5
+ MJC = 0.2804945 TF = 2.4512E-10 ITF = 0.6
+ VTF = 1.7 XTF = 3 TR = 4.142E-8
+ XTB = 1.32 EG = 0.81 XTI = 3
**---------------------------------------------------------------------
** Creation: Feb.-05-2009
** Fairchild Semiconductor

oldiefan · 15. August 2023, 18:03

Hallo Andreas,

.MODEL MMBT2222A NPN, kein ausgesprochener HF sondern ein Vielzwecktransistor, gilt für den ganzen Transistor, aber nicht automatisch auch für HF bei 100 MHz.
Genauso, wie z.B. ein .MODEL BC550A für einen BC550A auch nicht auf HF ausgelegt ist.

Man kann in solchen Fällen den Ergebnissen offenbar nur bis 10 MHz trauen, wenn man ganz sicher gehen will, in Ausnahmen bis 30 MHz. Darüber ist es ein Glücksspiel, wenn nicht ausdrücklich aus den Daten hervorgeht, dass die Parameter auch für HF gelten sollen. Vermutlich deshalb stimmt auch die simulierte Eingangsimpedanz bei > 30 MHz in der Schaltung nicht mehr - selbst nicht mit dem .MODEL MMBT2222A NPN, das Verstärkung bis 100 MHz noch "hinbekommt".

Frequenzgang
Die Transitfrequenz f_t ist im Parameter T_f in der .MODEL Direktive indirekt hinterlegt. Die unterschiedlichen Tf Werte verursachen dementsprechend die unterschiedlichen Eckfrequenzen für den Hochfrequenz-Amplitudenabfall.
Es gilt:
T_f = 1/(2 x Pi x f_t)
Die Eckfrequenz wird aber nicht ausschliesslich von Tf bestimmt. Es spielen andere Parameter dort auch noch rein.

In .MODEL MMBT2222A ist TF= 2,4512 x 10^-10. Daraus errechnet sich die Transitfrequenz f_t = 640 MHz. Das geht also weit über die im Fairchild/ON Datenblatt für diesen Typ (SOT-23) genannten 300 MHz hinaus. Deshalb fällt im Ergebnis damit die Verstärkung in der Simulation erst bei 100 MHz ab. Die anderen Modelle haben Tf Parameter, die auf einer kleineren Grenzfrequenz fußen, aber immer noch mehr als 300 MHz, typisch 350-500 MHz, im Mittel um 400 MHz. Es könnte sein, dass die untersuchten Exemplare, aus denen die Parameter für die .MODEL Direktive gewonnen wurden, bzw. Herstellprozess/Hersteller-abhängig, eine erhebliche Streuung aufwiesen, auch wenn sie alle ft > 300 MHz erfüllen. Diese Streuung spiegelt sich dann u.a. in den unterschiedlichen TF-Parametern, also auch verschiedenen Eckfrequenzen, wieder.

Ein- und Ausgangsimpedanz
Sämtliche Modelle von N2222, die ich finden konnte, versagen bei der Eingangsimpedanz in der Impedanzwandler/Verstärkerschaltung bei 70 MHz, bei allen wird sie ab spätestens 30-40 MHz zu niedrig. Im besten Fall werden noch 64 Ohm bei 40 MHz erreicht. Die Unterschiede sind groß. Bis 10 MHz ist aber bei allen Modellen die aus der Simulation erhaltene Eingangsimpedanz mit 72-80 Ohm noch voll in Ordnung.

Auch die Ausgangsimpedanz wird bis 10 MHz von allen Modellen gut getroffen. Oberhalb von 10 MHz gibt es Simulationsmodell-abhängige große Unterschiede. Im besten Fall auch noch bei 100 MHz hervorragende 48 Ohm; im schlechtesten Fall Abfall schon bei 45 MHz auf 40 Ohm und bei 100 MHz auf 32 Ohm.

Deshalb: Bis 10 MHz kann man sich auf die Impedanz-Ergebnisse noch verlassen, darüber nicht mehr. Das ist sehr ernüchternd.
Dabei immer im Hinterkopf: Gilt, wenn das Transistormodell nicht ausdrücklich für HF ausgelegt ist, wie hier beim 2N2222 oder andern general purpose Transistoren.

Gruß
Reinhard

Anhang:

* Dies ist MMBT2222A von Fairchild/ON
.MODEL Q2222A NPN
+IS=1.68844E-13 BF=192.1 NF=1
+BR=1.98 NR=1 ISE=1.250E-14
+NE=1.5 ISC=2.51826E-09 NC=1.5
+VAF=74.03 VAR=100 IKF=0.869453
+IKR=0.37378 RB=1.15 RBM=0.0025
+IRB=2.51189E-6 RE=0.0284 RC=0.18
+CJE=2.179424E-11 VJE=0.6464066
+MJE=0.3296434
+CJC=9.241838E-12 FC=0.5 VJC=0.5
+MJC=0.2804945 TF=2.4512E-10 ITF=0.6
+VTF=1.7 XTF=3 TR=4.142E-8
+XTB=1.32 EG=0.81 XTI=3

.model Q2N2222 npn ( IS=2.48E-13 VAF=73.9 BF=400 IKF=0.1962 NE=1.2069
+ ISE=3.696E-14 IKR=0.02 ISC=5.00E-09 NC=2 NR=1 BR=5 RC=0.3 CJC=7.00E-12
+ FC=0.5 MJC=0.5 VJC=0.5 CJE=1.80E-11 MJE=0.5 VJE=1 TF=4.00E-10
+ ITF=2 VTF=10 XTF=10 RE=0.4 TR=4.00E-08)

*ZETEX 2N2222A Spice model Last revision 9/12/92
.MODEL Q2N2222A/ZTX NPN IS =3.0611E-14 NF =1.00124 BF =220 IKF=0.52
+ VAF=104 ISE=7.5E-15 NE =1.41 NR =1.005 BR =4 IKR=0.24
+ VAR=28 ISC=1.06525E-11 NC =1.3728 RB =0.13 RE =0.22
+ RC =0.12 CJC=9.12E-12 MJC=0.3508 VJC=0.4089
+ CJE=27.01E-12 TF =0.325E-9 TR =100E-9

* Model generated on Feb 28, 13
* MODEL FORMAT: PSpice
.MODEL Q2n2222a npn
+IS=3.88184e-14 BF=929.846 NF=1.10496 VAF=16.5003
+IKF=0.019539 ISE=1.0168e-11 NE=1.94752 BR=48.4545
+NR=1.07004 VAR=40.538 IKR=0.19539 ISC=1.0168e-11
+NC=4 RB=0.1 IRB=0.1 RBM=0.1
+RE=0.0001 RC=0.426673 XTB=0.1 XTI=1
+EG=1.05 CJE=2.23677e-11 VJE=0.582701 MJE=0.63466
+TF=4.06711e-10 XTF=3.92912 VTF=17712.6 ITF=0.4334
+CJC=2.23943e-11 VJC=0.576146 MJC=0.632796 XCJC=1
+FC=0.170253 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.5
+TR=1e-07 PTF=0 KF=0 AF=1

.model 2N2222 NPN(IS=1E-14 VAF=100
+ BF=200 IKF=0.3 XTB=1.5 BR=3
+ CJC=8E-12 CJE=25E-12 TR=100E-9 TF=400E-12
+ ITF=1 VTF=2 XTF=3 RB=10 RC=.3 RE=.2 Vceo=30 Icrating=800m mfg=Philips)

* Dies ist Central Semi 2010
.MODEL PN2222A NPN (IS=2.20f NF=1.00 BF=240 VAF=114
+ IKF=0.293 ISE=2.73p NE=2.00 BR=4.00 NR=1.00
+ VAR=24.0 IKR=0.600 RE=0.194 RB=0.777 RC=77.7m
+ XTB=1.5 CJE=24.9p VJE=1.10 MJE=0.500 CJC=12.4p VJC=0.300
+ MJC=0.300 TF=371p TR=64.0n EG=1.12 )

.model 2N2222/NXP NPN(IS=1E-14 VAF=100 BF=200 IKF=0.3 XTB=1.5 BR=3 CJC=8E-12 CJE=25E-12 TR=100E-9 TF=400E-12 ITF=1 VTF=2 XTF=3 RB=10 RC=.3 RE=.2 BVbe=7.5 Ibvbe=1m Vceo=30 Icrating=800m mfg=NXP)

* Diotec für ft=300 MHz
.model MMBT2222A npn (Is=50n Bf=375 Bvcbo=75 Bvbe=-6 Vceo=40 Vje=700m Tf=5.305E-10 Eg=1.11 Xti=3 Icrating=600m Cjc=16p Cje=50p Rc=1 Rb=0.1 Re=0.1 mfg=Diotec)

*Infineon 2005
.MODEL SMBT2222A NPN(
+ AF= 1.00E+00 BF= 3.03E+02 BR= 1.00E-02 CJC= 1.37E-11
+ CJE= 2.64E-11 CJS= 0.00E+00 EG= 1.11E+00 FC= 5.00E-01
+ IKF= 2.11E-01 IKR= 1.00E+00 IRB= 9.62E-03 IS= 1.75E-12
+ ISC= 9.42E-14 ISE= 5.92E-14 ITF= 5.09E-01 KF= 0.00E+00
+ MJC= 4.89E-01 MJE= 4.09E-01 MJS= 3.30E-01 NC= 1.00E+00
+ NE= 1.26E+00 NF= 1.10E+00 NR= 1.71E+00 PTF= 0.00E+00
+ RB= 8.63E+01 RBM= 1.00E-02 RC= 1.07E+00 RE= 1.00E-02
+ TF= 5.16E-10 TR= 0.00E+00 VAF= 3.60E+02 VAR= 1.64E+01
+ VJC= 3.00E-01 VJE= 3.00E-01 VJS= 7.50E-01 VTF= 1.09E+05
+ XCJC= 1.00E+00 XTB= 0.00E+00 XTF= 1.64E+00 XTI= 3.00E+00)

dl2jas · 16. August 2023, 21:36

Passives Anpassungsglied 75 Ω <--> 50 Ω

Ich baute das Anpassungsglied, um korrekt mit Gerätschaft 50 Ω Pegel 75 Ω messen zu können.
Zuvor zeigte ich mal an anderer Stelle im Forum, wie das sehr einfach geht, L-Anpassung.
Gerade mal zwei Widerstände, dürfte das Optimum bezüglich Verlust sein.

Das hier ist etwas aufwendiger, hat dafür eine Dämpfung von 6,0 dB.
Aufpassen, die -6 dB gelten für die Leistung, nicht für die Spannungswerte!
Auch ich kam anfangs etwas ins Schleudern, die Sache ist aber klar.
Ist die Leistung konstant, ergeben sich an unterschiedlichen Lasten unterschiedliche Spannungen.

Von box73.de (Leserservice Funkamateur) nahm ich wieder das Vierfachdämpfungsglied:
box73.de/product_info.php?products_id=4370
Beim Zweig 20 dB mit Doppel-Pi die vorhandenen SMD-Widerstände entfernt und neu bestückt.
Eigentlich ist die Platine für 0805 vorgesehen, 1206 geht aber auch, wie man sieht.
Die Widerstände sind alle Standardwerte E12, also leicht beschaffbar.
Der krumme Wert 92,3 Ω ist 100 Ω parallel 1,2 kΩ, lötete ich übereinander.
Mit 1206 bestückt sollte das Anpassungsglied bis etwa 0,5 Watt am Eingang taugen.

Spannungsbetrachtung
Die Schaltung ist natürlich für beide Richtungen geeignet, immer 6 dB Leistungsabschwächung.
Speisen wir an der Seite 75 Ω, haben wir am Ausgang 50 Ω einen Spannungsabfall von 7,77 dB.
Umgekehrt, von 50 nach 75 Ω, beträgt der Spannungsabfall nur noch 4,21 dB.

Wie man im Bild sieht, ist die Platine beidseitig mit SMA 50 Ω bestückt, nicht ganz sauber.
Ist die Verbindung von 75 Ω wie BNC auf 50 Ω SMA kurz, ist das vertretbar.
Mit "kurz" ist das Verhältnis zur Wellenlänge gemeint.
Nehmen wir als Beispiel ZF UKW-Radio mit 10,7 MHz, Wellenlänge 28 Meter.
Ein übliches Messkabel 50 Ω SMA mit Länge 30 cm ist dann kurz.
Besser ist natürlich Kabel 75 Ω mit BNC auf SMA, muss man sich extra anfertigen.

Andreas

dl2jas · 18. August 2023, 23:55

Messwerte

Wie zuvor schon geschrieben, im Verstärker werkelt ein PN2222A von ON aus verlässlicher Quelle.
Der 2222A ist aus aktueller Produktion, mir wurde sogar die Chargennummer mitgeteilt.
Mehrfach werde ich den Verstärker nicht bauen, also auch nicht andere Hersteller ausprobieren.

C6 = 47 pF wie in Simulation

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100
dB	0	0	0	-0,1	-0,8	-0,8	-1,5	-3,4	-2,4

C6 = 47 pF parallel 56 pF

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100
dB	0	0	0	0	0	-0,2	-0,2	-1,3	+0,1

Die Pegelmessungen erfolgten indirekt, ich machte Vergleichsmessungen.
Als Signalquelle wurde ausschließlich der AS5F mit seinen 75 Ω verwendet.
Die Pegelmessungen erfolgten mit der zuvor gezeigten Messplatine mit AD8307.
Ohne Umbau ist die für 50 Ω gedacht, könnte man bei Bedarf auf 75 Ω umbauen.
So nahm ich das zuvor gezeigte Anpassungsglied 75 auf 50 Ω, um die Generatorpegel zu messen.
Grundig glich zwar gut ab, die Pegel in den einzelnen Frequenzbereichen unterscheiden sich etwas.
Tatsächlich macht der Verstärker 5,8 dB Spannungsverstärkung im glatten Bereich, z.B. 3 MHz.
Ändert man geringfügig R1, etwas niederohmiger wie z.B. 13,0 Ω, geht auch glatt 6 dB.

Im zweiten Durchgang wurde der Verstärker direkt an den AS5F angeschlossen.
Um den Pegelunterschied zu verringern, Vergleichsmessung, schwächte ich am Ausgang um 10 dB ab.
Als Bezug nahm ich den Pegel bei 3 MHz, ist dann 0 dB in den beiden Tabellen.

Ich gab 15 dBm als maximalen Pegel an, der noch sauber geht.
Kontrolle mit Oszi, so etwa ab 37 mW wird das Signal langsam unrund.

Warum schafft der Verstärker eine höhere Frequenz als zuvor die Version 10 dB?
Das hat zwei Gründe, einmal rein physikalisch und dann der bessere HF-Aufbau.
Man kennt z.B. von Operationsverstärkern das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt.
Wir haben hier 4 dB weniger, somit war eine höhere obere Frequenz zu erwarten.
Die verwendete Platine ist wesentlich besser für HF geeignet, hat eine vernünftige HF-Masse.
Entscheidend ist die Beschaltung am Emitter, da stören parasitäre Induktivitäten fast immer.
Bei R1 nahm ich zwei SMD-Widerstände parallel, Eigeninduktivität etwa 1/10 gegenüber bedrahtet.
C6 ist Raster 1/10 Zoll plus SMD direkt darunter parallel, somit auch induktivitätsarm.

Andreas

dl2jas · 21. August 2023, 01:35

Aufbau des Verstärkers 6 dB von 75 Ω auf 50 Ω

Anbei ein Layout, was wieder an Aufbau Punktraster orientiert ist, Raster 1/10 Zoll.
Diesmal machte ich es etwas anders, nahm eine für solche Zwecke vorgefertigte Platine.
Man bekommt sie beim Leserservice Funkamateur für gut 4 Euro:
box73.de/product_info.php?products_id=4559
Vorteil, die beiden SMA-Buchsen und die Anschlussklemme Betriebsspannung liegen bei.
Die Platine ist doppelseitig, alle Lötaugen sind durchkontaktiert.
Außenherum ist durchgehend Masse, vereinfacht den Aufbau, keine extra Masseführung.
Haken, die Platine könnte etwas größer sein, nur für recht kleine Schaltungen gedacht.
Will man nur bedrahtete Bauteile nehmen, geht das gerade so.
Ich entschied mich für Mischform Bedrahtet und SMD, nicht nur aus Platzgründen.
C7 ist bei mir 22 nF bedrahtet und 1 nF SMD parallel auf der Unterseite der Platine.
Der Widerstand R1 ist hier zweimal 27 Ω SMD 1206 geworden, oben und unten.
Ein Standardwiderstand Film dürfte etwa eine Induktivität von 10 bis 30 nH haben.
Hört sich nach nicht viel an, 20 nH bei 100 MHz sind jedoch etwa 13 Ω Blindwiderstand.
Filmwiderstände SMD 1206 dürften dagegen in der Gegend 1 nH anzusiedeln sein.

Wegen der kleinen Platine kann man nicht 1:1 bestücken wie im Layoutbild.
Die Platzierungen sind recht ähnlich, R5 und R6 sind stehend eingebaut.
Bei R5 mit 68 Ω sollte man einen Typ mit mindestens 0,4 Watt nehmen, wird warm.
SMD ist in dem Fall ungeeignet, 1206 ist etwa bis 0,2 Watt gedacht, zu wenig.
Im Layout sieht man zweimal Vias mit dünner Leiterbahn oben für die Masseschleife.
Das entfällt, durch das Einlöten der SMA-Buchsen werden die Verbindungen erreicht.

L1 und L3
Die stellt man sich ganz einfach her mit Kupferdraht, möglichst versilbert.
Beide sind 18 nH, eine Windung Draht ca. 0,8 mm auf Bohrer 10 mm gewickelt.
Damit die beiden Spulen nicht aufeinander koppeln, sollten sie 90 ° zueinander stehen.
Im Layout setzte ich die Lötpunkte so, daß die Spulen 90 ° wie im Bild haben.
L2 ist keine echte Spule, wird nicht bestückt, berücksichtigt parasitäre Induktivitäten.

Inbetriebnahme
Aufpassen, der Verstärker ist für 9 Volt gedacht, nicht 12 V, überlebt er aber.
Bei 9 V ergibt sich wie eingezeichnet am Kollektor eine Spannung von ca. 4,2 Volt.
Im ersten Anlauf hatte ich etwa 2 Volt, vergaß ein Beinchen von R6 anzulöten.
In der Gegend um R1 und C6 ließ ich mit Absicht Platz für mindestens ein weiteres C.
47 pF reicht in der Praxis nicht, ich lötete 56 pF als SMD zu C6 parallel.
Nicht ausprobiert, 68 pF parallel sollte auch gut passen, etwas Erhöhung bei 100 MHz.

Andreas

dl2jas · 24. August 2023, 00:58

Schweinerei und Fine Tuning

Ziel war es, den Verstärker auf glatt 6,0 dB Spannungsverstärkung zu bringen.
Dies erreicht man einfach mit Parallelschaltung bei R1.
Überschlagsmäßig ermittelte ich einen zusätzlichen Widerstand zwischen 330 und 390 Ω.
390 Ω eingelötet, die Verstärkung war zu groß und ich hatte plötzlich 1,3 dB zu viel bei 50 MHz.
Kann ja mal passieren, 390 Ω wieder entfernt, jedoch die Pegelerhöhung bei 50 MHz blieb.

Ich vermute zuerst einen Messfehler, baute tatsächlich einen ein.
Beim AS5F überlappen sich die Oszillatorbereiche, z.B. bei 10 MHz.
Nimmt man unterschiedliche Stellungen für 10 MHz, bekommt man auch etwas unterschiedliche Spannung.
Der eliminierte Messfehler erklärte jedoch nicht die Pegelerhöhung bei 50 MHz.

Ich fing fast wieder bei Adam und Eva an, entfernte bei C6 den Parallelkondensator 56 pF.
Treffer, Überhöhung verschwunden, die Pegel plausibel, wie sie bei nur 47 pF sein sollten.
Vermutlich knackte der SMD-Kondensator innen leicht, außen war nichts erkennbar.
Interessanterweise verschob sich auch etwas der Bezugspunkt 3 MHz, etwa 0,4 dB.
Bei hochkapazitiven keramischen Vielschichtkondensatoren muss man aufpassen, bekannt.
Der hier hatte lediglich 56 pF, gängige Bauform 0805, auch nicht beim Einlöten gequält.

Etwas neugierig lötete ich erst mal nur 27 pF parallel zu C6 mit 47 pF bedrahtet ein.
Man sieht es in der Tabelle, reicht nicht, war zu erwarten.
Anfangs schrieb ich, daß vermutlich auch 68 statt 56 pF parallel geht.
Ich nahm 64 pF, 27 parallel 27 parallel 10 pF, sieht jetzt ganz nach Wunsch aus.
Bei der ersten Tabelle ist wieder 3 MHz der Bezugspunkt mit 0 dB.
In der zweiten Tabelle, C6 insgesamt 111 pF, steht die absolute Verstärkung.

C6 = 47 pF parallel 27 pF

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100	125
dB	0	0	0	-0,1	-0,2	-0,3	-0,7	-2,6	-1,9	-1,9

C6 = 111 pF

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100	125
dB	6,0	6,0	5,9	6,0	6,0	5,9	5,9	4,0	4,9	4,6

Auch lötete ich bei R1 wieder 390 Ω ein, keinen neuen, sondern den zuvor ausgebauten.
Eigentlich macht man das nicht, gerade gebrauchte SMD-Bauteile sind eine unnötige Fehlerquelle.
Es war die Neugier, Ausschlussverfahren, ob der mir eventuell einen Streich spielte.
Dem war nicht so, es stellte sich der gewünschte Arbeitspunkt 6 dB ohne Überhöhungen ein.
Nebenbei, 0,1 dB ist die Messgrenze, gerade mal 2,5 mV DC am AD8307.
Auch schwankt der Generatorpegel trotz Warmlauf etwas, ebenfalls Größenordnung 0,1 dB.

Andreas

dl2jas · 27. August 2023, 01:33

Linearverstärker 50 Ω auf 75 Ω

Manchmal ist es wünschenswert, ein Pendant zum Verstärker zuvor zu haben.
Wird seltener sein, daß man von 50 auf 75 Ω möchte, z.B. Eingang Radio.
Nebenbei sehr schöner Nebeneffekt, man kann ja die Verstärker hintereinanderschalten.
Simsalabim, jetzt haben wir wahlweise Verstärkung 12 dB mit Impedanz 50 oder 75 Ω!

Verstärkung: 6 dB +/- 0,2 dB 300 kHz bis 70 MHz
Eingang: 50 Ω
Ausgang: 75 Ω
Betriebsspannung: 12 Volt
Ausgangspegel: maximal 15 dBm an 75 Ω ohne Kompression
Gutes SWR bis etwa 50 MHz

Im Schaltbild sieht man, der Verstärker ist ähnlich aufgebaut wie zuvor.
Noch schöner, man kann sogar das Layout von dem zuvor 1:1 nutzen.
Manche Werte sind natürlich anders, außerdem wird keine Spule bestückt.
Im Schaltbild die Induktivitäten sind parasitär, bedeutet Brücke bei der Bestückung.
Der PN2222A ist wieder von ON, selbes Fertigungslos wie bei den Verstärkern zuvor.

Vorsichtshalber eine Liste der Bauteilwerte, die sich geändert haben.
R3 jetzt 82 Ω statt 180 Ω.
R5 jetzt 90 Ω, man kann 91 Ω nehmen oder zweimal 180 Ω parallel.
R6 jetzt 820 Ω statt 680 Ω.
R1 mit 18 Ω ist SMD, bedrahteter Widerstand wegen parasitärer Induktivität ungeeignet.
C6 mit 33 pF sollte SMD sein, bedrahtet Rastermaß 1/10 Zoll geht auch.
Bitte noch nicht sofort nachbauen, vermutlich kommen noch Änderungen.

Andreas

dl2jas · 30. August 2023, 00:14

Aufbau und Inbetriebnahme Verstärker 50 auf 75 Ω

Wie man im Bild sieht, wurde wieder wie zuvor die Platine von box73.de genommen.
Diesmal kamen wesentlich mehr SMD-Bauteile zum Einsatz.
R5 mit 90 Ω ist wieder ein bedrahteter Widerstand, SMD passt nicht wegen der Verlustleistung.
Seine parasitäre Induktivität stört nicht, ist sogar hier gern gesehen.
Diesmal sind alle Bauteile rund um den Emitter SMD, macht sich positiv bemerkbar.

Wie wurde gemessen?
Für die Frequenzen 1 bis 30 MHz nahm ich den FM1G von Schomandl mit seinem Ausgang 50 Ω.
An den Ausgang des Verstärkers schloss ich die zuvor gezeigte Anpassung 75 auf 50 Ω an.
Gemessen wurde wieder mit dem Messmodul mit AD8307, Vergleichsmessung.
Bei der Anpassung gehen 7,77 dB verloren und der Verstärker macht 6 dB Soll.
Daraus ergibt sich ein Pegel von -1,77 dB, wenn der Verstärker sauber 6 dB macht.
Bei den Frequenzen 50 bis 125 MHz musste ich etwas pfuschen, speiste mit 75 Ω.
In dem Fall stört das nicht, überall der selbe Fehler und Relativmessung.
Er subtrahiert sich automatisch, da ich die Generatorpegel 75 Ω ebenfalls mit 50 Ω maß.

Wir schauen wieder, ob der Arbeitspunkt DC stimmt, ca. 5,5 Volt am Kollektor.
Eine kleine Panne passierte mir, die ich nicht sofort bemerkte, ich vergaß C6 einzulöten.
Anbei die Tabelle mit C6 unbestückt, schöner Vergleich, der den Effekt von C6 zeigt.
Irgendwo schrieb ich mal, daß sich der Emitterkondensator ab etwa 10 MHz bemerkbar macht.
Die Schaltung macht bei Bezug 3 MHz ca. 6,6 dB Verstärkung, wird abgeändert.

C6 = 0 pF, unbestückt

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100	125
dB	-1,20	-1,20	-1,20	-1,32	-1,60	-2,00	-2,72	-3,96	-4,20	-5,40

C6 = 27 pF

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100	125
dB	-1,20	-1,20	-1,20	-1,28	-1.48	-1,76	-2,28	-3,28	-3,80	-4.16

C6 = 27 pF + 27 pF

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100	125
dB	-1,16	-1,16	-1,20	-1,24	-1,32	-1,44	-1,64	-2,28	-2,40	-2,52

Kleine Erklärung zu den Tabellen
Ich rechnete nicht extra um wie teilweise zuvor mit 3 MHz gleich 0 dB.
Nehmen wir die Angabe 3 MHz und -1,20 dB.
Das ist 7,77 dB Dämpfung der Anpassung minus 1,2 dB, ergibt 6,57 dB beim Verstärker.
Hätte der Verstärker exakt 6 dB, ergäbe sich in der Tabelle -1,77 dB.

Andreas

dl2jas · 2. September 2023, 23:18

Kleine Änderungen beim Verstärker 50 auf 75 Ω

R6 mit 820 Ω war etwas zu hoch, der Verstärker machte bei 3 MHz 6,6 dB.
Mit Absicht strebte ich in der Simulation eine Verstärkung knapp über 6 dB an.
Bei den Entwürfen zuvor war die tatsächliche Verstärkung meist merklich unter der der Simulation.
Ganz genau bekommt man es nicht hin, meist verwende ich Bauteile mit Toleranz 5 %.
Liegen die Bauteiletoleranzen ungünstig, erklärt das allein schon 0,6 dB.
R6 ist jetzt wieder 680 Ω wie im Verstärker 75 Ω auf 50 Ω zuvor.

Bei dem Verstärker ist der SWR-Verlauf in einem weiten Bereich recht gutmütig.
Ein Grund ist R3 mit 82 Ω, frequenzabhängige Änderungen des Transistors machen sich weniger bemerkbar.
Auch fühlt sich der 2222A bei höheren Ausgangsimpedanzen wie 75 Ω etwas wohler.
R1 ist jetzt 18 statt zuvor 13,5 Ω, macht auch etwas aus beim SWR-Verlauf.
Die Verstärkung (Verstärkungs-Bandbreite-Produkt) ist gegenüber dem Verstärker zuvor etwas niedriger.
Das erklärt, warum der Verstärker jetzt auch recht tauglich bis locker 100 MHz ist.
Ein anderer Grund ist natürlich die Bestückung SMD, weit weniger parasitäre Induktivitäten.

Ich nahm für R6 680 Ω und landete bei 6,3 dB.
Um auf glatt 6 dB zu kommen, wären wenige kΩ parallel sinnvoll, ich verzichtete darauf.
Eigentlich ist C6 mit 81 pF etwas zu viel, dafür geht +/- 0,2 dB bis 125 MHz.
Nicht ausprobiert, vermutlich ist C6 = 68 pF ein besserer Wert, auch bis 125 MHz.
Ich gab 15 dBm an, 32 mW, im Schirmbild bei 1 MHz mit 38 mW wird es langsam unrund.

C1 = 81 pF, R6 = 820 Ω

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100	125
dB	-1,12	-1,12	-1,12	-1,16	-1,12	-1,0	-0,88	-1,08	-0,92	-1,12

C1 = 81 pF, R6 = 680 Ω

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100	125
dB	6,1	6,3	6,3	6,2	6,3	6,3	6,5	6,3	6,5	6,3

Bei der ersten Tabelle Vorgehen wie zuvor, nicht auf 0 dB umgerechnet, noch mit R6 = 820 Ω.
In der zweiten Tabelle die absolute Verstärkung, passt mit +/- 0,2 dB, bezogen auf 3 MHz.
Ich warte noch auf Material, eventuell wird der nächste Verstärker was mit MMIC.

Andreas

dl2jas · 13. September 2023, 23:53

Wir bauen einen Verstärker mit MMIC!

Bei MMICs handelt es sich um kleine Hochfrequenzverstärker 50 und teilweise 75 Ω.
Typischer Anwendungsbereich ist 100 MHz bis höherer GHz-Bereich.
Man findet sie in vielen Hochfrequenzschaltungen, z.B. DECT oder WLAN.
Das Innenleben ist unterschiedlich, kann üblicher Transistor sein, häufig FETs.
In aller Regel ist die Beschaltung recht einfach, siehe Prinzipschaltbild.
Bis auf die Koppelkondensatoren braucht man meist nur einen Widerstand für die Betriebsspannung.
Der Widerstand, ähnlich Kollektorwiderstand, darf durchaus parasitäre Induktivität haben.
Solche Verstärkerschaltungen baut man üblicherweise mit Stripline auf doppelseitiger Platine auf.
Hört sich kompliziert an, ist es aber nicht.
Beim Leserservice Funkamateur gibt es fast passende Platinen, eigentlich für Filter:
box73.de/product_info.php?products_id=4581
Es ist eine doppelseitige Leiterplatte mit impedanzrichtigem Streifenleiter und SMA-Buchsen.
Auch gibt es bei Funkamateur ein reichhaltiges Angebot an MMICs, nicht nur von Mini-Circuits:
box73.de/index.php?cPath=82_92
Eigentlich alle MMICs werden nach dem gleichen Prinzip oder ähnlich angeschlossen.

Häufig sind unterschiedliche Typen pinkompatibel und sogar gegeneinander austauschbar.
Der Eingang ist normalerweise self biased, nur ein Koppelkondensator notwendig.
Es sind meist zwei Masseanschlüsse vorhanden, beide anschließen, nicht nur wegen Kühlung.
Am HF-Ausgang wird auch, meist über Widerstand, die Versorgungsspannung DC angeschlossen.
Typisches Aussehen, Pinbelegung eines MMIC, im Bild.

In unserem ersten Aufbau nehmen wir einen ERA-5+ von Mini-Circuits, 20 dB.
Der Verstärker taugt laut Hersteller ab DC bis etwa 4 GHz und ist bezüglich ESD kein Sensibelchen.
Man bekommt ihn auch bei bei Funkamateur für gut 6 Euro, Datenblatt im Link:
box73.de/product_info.php?products_id=694
Die typische Verstärkung bis knapp 1 GHz liegt bei etwa 20 dB und Minimum 15 dBm Pegel.
Das Rauschen, NF, liegt breitbandig bei etwa 3 dB, besser als bei vielen seiner Konkurrenten.
Auch das SWR am Ein- und Ausgang kann sich sehen lassen, laut Datenblatt unter 1,1 bis etwa 3 GHz.

Die Tabelle ist aus dem Datenblatt des ERA5 und gilt für 65 mA

GHz	0,1	1	2	3	4
dB	20,2	19,5	18,5	16,7	14,3

Der Hersteller schlägt als Widerstand bei 12 V 110 Ω und bei 13 V 124 Ω vor.
Wir nehmen als Widerstand 120 Ω bedrahtet mit mindestens 500 mW Verlustleistung, kein SMD!
Beim MMIC entstehen etwa 300 mW Verlustleistung, auf der Platine kein Problem.
Als Koppelkondensatoren sollte man NP0/C0G ab etwa 1 nF nehmen, besser nicht X7R.
Das deswegen, weil Kondensatoren NP0 auch bei hohen Frequenzen meist geringe Verluste haben.
Im nächsten Teil Aufbau des Verstärkers.

Andreas

dl2jas · 16. September 2023, 23:30

Aufbau

Die Bilder sind mehr oder minder selbsterklärend.
Man muss es nicht, für den ERA5 sollte man ein Loch 2,3 mm bohren, 2,5 mm geht natürlich auch.
Vorteil, seine Anschlüsse liegen dann plan auf der Platine, besser bei sehr hohen Frequenzen.
Alternativ knickt man seine Beinchen etwas ab, damit sie aufliegen, ähnlich wie bei SMD-ICs.

Da die Leiterbahnen für Ein- und Ausgang durchgehend sind, muss man sie auftrennen.
Ich nahm eine Minibohrmaschine mit Fräskopf, Cuttermesser geht auch.
Da dann zwei Schnitte dicht beieinander und die Kupferbeschichtung abziehen.
Ein Spalt mit etwa 0,5 mm reicht, da passen dann Koppelkondensatoren 1206 und deutlich kleiner.

Jetzt wird das Kupfer freigelegt, damit wir die Bauteile anlöten können.
Im ersten Arbeitsgang nahm ich einen Uhrmacherschraubendreher, kratzte den Lötstoplack weg.
Ein paar Reste werden bleiben, die beseitigt man mit einem Glasfaserpinsel Zeichenbedarf.
Gleiches macht man auch in der Mitte der Platine für die Masseanschlüsse des MMICs.

Wir kommen zur Bauteilbestückung, löten zuerst die beiden Koppelkondensatoren ein.
Ich nahm 3,3 nF 1206 NP0, man kann auch mehrere Kondensatoren übereinanderlöten.
Die sollten nicht zu dicht an den SMA-Buchsen sitzen, die wir jetzt einlöten.
Danach folgen die stehenden Abblockkondensatoren für die Betriebsspannung 12 Volt.
Ich nahm 1206 3,3 nF NP0 und 220 nF X7R für C bypass, sollte hier locker reichen.
Die beiden Kondensatoren sind nicht gut zu erkennen, rechts oben im Bild auf der Massefläche.
Nun wird der ERA5 eingelötet, der sauber in das zuvor gebohrte Loch passt.
Letzter Arbeitsschritt, der Widerstand 120 Ω Betriebsspannung wird bestückt.
Seine Anschlussdrähte sinnvoll biegen, um auch thermischen Kontakt zu erreichen.

Kontrolle DC bei Betriebsspannung 12,0 Volt
Direkt am Ausgang des ERA5 liegt 4,71 V an, deckt sich bestens mit dem Datenblatt.
Daraus ergibt sich ein Strom von 61 mA, so auch vorher von mir berechnet.
Am Eingang konnte ich 2,73 Volt messen, Bias intern.

Erster Test mit HF auf mehreren Frequenzen.
Die Verstärkung betrug knapp 20 dB, sieht linear aus.
Später etwas detaillierter mit Tabelle.

Andreas

dl2jas · 19. September 2023, 23:38

Nachtrag Kondensatoren Betriebsspannung

Im angehängten Bild ist wesentlich besser erkennbar, wie das mit den Kondensatoren gemeint ist.
Es handelt sich um C bypass, Abblockkondensator(en) für die Betriebsspannung.
Zusätzlich parallel zu 3,3 nF und 220 nF kann man noch einen Tantal 2,2 oder 4,7 µF einlöten.
Die eine Seite des Widerstands 120 Ω kommt direkt an den Ausgang des MMICs.
Die andere Seite lötet man oben bei den SMD-Kondensatoren an, Drahtende nicht abknipsen.
An das Drahtende kann man schön eine Krokoklemme für die Betriebsspannung 12 Volt anschließen.
Rechts oben im Bild noch ein Draht mit der Massefläche verbunden, um die Masseklemme anzuschließen.

Andreas

dl2jas · 24. September 2023, 20:43

Tabellen zum Verstärker mit ERA5

Der Messaufbau sieht etwas unübersichtlich aus, kurze Erklärung.
Alle Messungen machte ich mit dem Abgleichsender AS5F von Grundig, Ausgang 75 Ω.
Um auf 50 Ω zu kommen, benutze ich die zuvor gezeigte Widerstandsanpassung 75 auf 50 Ω.
Das Kabel vom AS5F zur Widerstandsanpassung ist 75 Ω, Bauanleitung dafür demnächst.
Von der Anpassung geht es sofort in die Verstärkerplatine mit dem ERA5.
An der Ausgangsseite folgt ein Abschwächer 20 dB, ich machte wieder Vergleichsmessung.
Der Pegelmesser mit dem AD8307 ist über ein kurzes Kabel mit dem Abschwächer verbunden.
Die Messanordnung ist recht fehlersicher, da die Differenz gemessen wird, nicht absolut.
In der Tabelle die Werte sind umgerechnet auf die Verstärkung der Schaltung.

MHz	1	3	5	10	20	30	50	70	100	125
dB	17,8	19,1	19,2	19,2	19,4	19,2	19,2	19,2	19,2	19,2

Eigentlich sollte der Verstärker im gemessenen Bereich recht genau 20 dB bringen.
19,x dB ist im Toleranzbereich laut Datenblatt, bei 100 MHz 19 bis 22 dB.
Unterhalb 3 MHz machen sich natürlich die Koppelkondensatoren bemerkbar.
Die Testschaltung (Datenblatt) sieht in Serie zum Widerstand eine Spule vor.
Hier nicht ausprobiert, meist bekommt man mit zusätzlicher Spule etwas mehr Verstärkung.

Andreas

dl2jas · 28. September 2023, 23:55

Neuigkeiten zum Verstärker mit ERA5!

Ich schrieb, mit zusätzlicher Induktivität wird vermutlich die Verstärkung etwas größer werden.
Volltreffer!
Zuerst simulierte ich die Sache, siehe Bilder.
Die blaue Kurve ist die Reflexion am Ausgang, im weiten Bereich kleiner -20 dB, schöner Wert.
S11, Reflexion am Eingang, liegt auch in einem weiten Bereich in der Gegend -20 dB.

Eigentlich wollte ich eine SMD-Induktivität 330 nH nehmen, habe ich vorrätig.
Dann entschied ich mich, lieber per Hand zu wickeln, weil es sonst Probleme ab UHF gibt.
Wickeldaten der Luftspule 330 nH:
10 Windungen, Durchmesser 9 mm, Länge 20 mm
Man nehme möglichst versilberten Kupferdraht 1 mm oder 0,8 mm.
Als Wickelkern eignet sich ein Bohrer 8 mm, gibt mit Drahtdurchmesser 0,8 mm recht gut 9 mm.
Die Spule ist nicht kritisch, es dürfen auch gern einige nH mehr sein, ich simulierte bis 999 nH.
Bei mehr Induktivität hebt man schon etwas früher die Verstärkung an.
Die Luftspule mit 330 nH ist ein guter Kompromiss bezüglich Länge, passt gut auf die Platine.
In der Tabelle die gemessenen Werte, Messaufbau wie zuvor.
Die gemessenen Werte decken sich recht gut mit der Simulation.

MHz	3	5	10	30	50	100	125
dB	19,2	19,3	19,4	19,7	20,0	20,6	20,8

Andreas

Ergänzung 13.10.2023:
Der ERA5 ist laut Datenblatt mit Ausgangspegel 18,5 dBm bei 100 MHz und 1 dB Kompression angegeben.
Vor wenigen Tagen entwickelte ich eine spezielle Testschaltung, eine Art Klirrfaktormessbrücke für HF.
Die aktuell aufgebaute Version ist für 40 MHz gedacht, filtert 3. Harmonische und darüber heraus.
Für 40 MHz ermittelte ich 18,2 dBm, die Werte für 100 MHz und 40 MHz sollten recht ähnlich sein.
Geht man mit dem ERA5 nicht über 15 dBm (32 mW) bei UKW, bleibt man im oberwellenarmen Bereich.

dl2jas · 1. Oktober 2023, 01:35

Ein "Röhrenverstärker" mit FET

Nicht selten möchte man recht hochohmig ein Signal messen, ähnlich wie mit Oszilloskop.
Für solche Zwecke waren früher Röhrenvoltmeter recht gängig, meist Eingang 1 MΩ.
Gängige in der Rundfunkwerkstatt taugten bis 1 MHz, bessere auch bis 10 MHz.
Es gab natürlich auch welche für höhere Frequenzen, waren dann spezielle HF-Voltmeter.
Wir gehen etwas weiter gegenüber früher, Eingangswiderstand 1 MΩ aber bis etwa 100 MHz.
Ziel, einen Verstärker zu bauen, der sich ähnlich wie der Eingang eines Oszis verhält.

Feldeffekttransistoren und Röhren sind vom Verhalten her recht ähnlich.
Beide haben auch die unangenehme Eigenschaft der Eingangskapazität an Gate/Gitter.
Bei niedrigen Frequenzen wie NF stört das nicht, bei HF jedoch teils erheblich.
Die Folge, die Eingangsimpedanz sinkt bei HF schnell um Dekaden.
Bis zu einem gewissen Grad kann man die Eingangskapazität kompensieren.

Wir wollen einen FET mit sehr geringer Eingangskapazität und hohem Strom.
Da haben wir schon das Dilemma, normalerweise gilt entweder oder.
So gilt es, einen gesunden Mittelweg zu finden, der FET soll auch noch gängig sein.
Früher war nicht nur im Amateurfunk der U310 (TO18) bzw. J310 (TO92) recht beliebt.
Man bekommt die noch, auch aus aktueller Produktion, sind aber als Exoten anzusehen.
Gerade nachgesehen, als SMD weiterhin erhältlich, heißen dann MMBFU oder MMBFJ310 von ON.
Der 310 wäre ein halbwegs gesunder Kompromiss bezüglich Eingangskapazität und Strom.
Um es vorwegzunehmen, es wird lediglich ein Impedanzwandler, kein Spannungsverstärker.

Kurzdaten von FETs bedrahtet, die bis mindestens UKW taugen:
J(U)310: Cgs = 4,3 pF Ids = ca. 40 mA 1000 MHz
2N4391: Cgs > 10 pF Ids = ca. 100 mA 1000 MHz
BF246/47C: Cgs = 11 pF Ids = ca. 180 mA 450 MHz
BF244/45C: Cgs = 4 pF Ids = ca. 18 mA 700 MHz

Wir sehen die Misere in den Kurzdaten, je höher der Strom, desto höher die Kapazität.
Mit J310 bekommt man in Minimalbeschaltung etwa -6 dB direkt an 50 Ω hin.
Bei fast gleicher Schaltung landen wir mit BF245C bei etwa -13 dB an 50 Ω, unschön.
Vergrößert man den Widerstand Source nach Masse, wird es mit der Ausgangsspannung besser.
Haken an der Sache, wir benötigen eine zweite Verstärkerstufe, um auf 50 Ω zu kommen.
Vermutlich wird es was mit BF245C, gängiger FET, noch halbwegs leicht und günstig beschaffbar.
Dies erst mal die Vorbetrachtungen, erste Simulationen machte ich, noch nichts spruchreif.

Eigentlich wollte ich mit dem Verstärker noch etwas warten, ziehe in vor, Grund Voxhaus:
Oktober 2023-Der erste Sender von 1923 sendet wieder !
Nebeneffekt, der Verstärker als Impedanzwandler ist prima für viel zu kurze Antennen brauchbar.
Vor vielen Jahren baute ich mal einen ähnlichen Verstärker für Aktivantennen LMK und höher.

Andreas

dl2jas · 3. Oktober 2023, 23:42

Schaltplan und Simulation des HF-Verstärkers mit BF245C

Daten
Betriebsspannung: 12 V
Stromaufnahme: ca. 31 mA
Eingangsimpedanz: 1 MΩ
Ausgangsimpedanz: 50 Ω
Frequenzbereich: 200 kHz bis 100 MHz
Pegel max.: gut 100 dBµV oder wenige dBm

Auf den ersten Blick sieht die Schaltung etwas unübersichtlich aus.
Es gibt nur eine tatsächlich zu bestückende Spule, L1 mit 330 nH, ich nahm SMD.
Ernsthaft Güte ist hier nicht erforderlich, ihre Eigenresonanz muss >> 100 MHz sein.
Alle anderen Induktivitäten sind parasitär, fügte ich zu Simulationszwecken ein.
Wie schon bei HF-Schaltungen zuvor, C5 bis C7 sind lediglich Abblockkondensatoren.

Wie man sofort sieht, ist der Verstärker zweistufig, erst FET, dann BF199.
Mit der ersten Stufe erreichen wir eine Impedanzwandlung von 1 MΩ auf 120 Ω.
Der Spannungsteiler mit R3 und R4 hat zwei Aufgaben.
Er ist so gewählt, daß sich eine Eingangsimpedanz von ca. 1 MΩ ergibt.
Auch wird mit ihm eine Vorspannung für das Gate erreicht, etwas unter Sourcespannung.
Tiefer als 6,8 MΩ sollte man bei R3 nicht gehen, 8,2 MΩ ist ein ratsamer Wert.
Man muss es ausprobieren, der richtige Wert hängt von der Streuung des FETs ab.
Man nehme BF245C, möglichst nicht B oder gar A, zu wenig Drainstrom.
Die Gatespannung muss man über den Spannungsteiler ausrechnen, schlecht messbar.
Das deswegen, weil übliche Multimeter meist einen Einganswiderstand 1 oder 10 MΩ haben.
Wenn die Sorcespannung wenige 100 mV über der Gatespannung liegt, passt das.
Mit der Spule L3 wird für höhere Frequenzen die Eingangskapazität des Gates kompensiert.
R5 macht, daß die Eingangsimpedanz auch bei hohen Frequenzen nicht kleiner 390 Ω wird.
Tücke bei FETs, bei unteren Frequenzen sind sie hochohmig, nicht mehr bei hohen.

Mit C2 wird auf die Verstärkerstufe mit BF199 gekoppelt.
Der Wert 25,3 nF sieht ulkig aus, ist 22 nF Scheibe parallel 3,3 nF NP0 SMD.
Die Stufe macht etwas Verstärkung und dient als Impedanzwandler 120 auf 50 Ω.
Beim BF199 ist eine Transitfrequenz über 600 MHz gegeben, allerdings bei 10 mA.
Das bedeutet, man bekommt mit dem recht wenig Ausgangspegel an 50 oder 75 Ω hin.
Ich bin schon auf 16 mA gegangen, noch gerade so im zulässigen Bereich laut Philips.
Eigentlich ist der BF199 für hochohmige Verstärker um 300 Ω wie ZF gedacht.
Ausgekoppelt wird wieder mit 25,3 nF wie zuvor beschrieben.
Man kann auch andere Werte nehmen, ein Kondensator sollte aber NP0 SMD sein.

Im Anhang Simulationsdatei LTspice und Graphik Frequenzgang.
Die leichte Höhenanhebung um 80 MHz wird hauptsächlich mit L3 erreicht.
Auch sorgt der Emitterkondensator C3 für Höhenanhebung, kann man bei Bedarf etwas ändern.
Demnächst Aufbau auf kleiner Punktrasterplatine Streichholzschachtelgröße und Messwerte.

Andreas

dl2jas · 4. Oktober 2023, 23:31

Einschub Antennenverstärker LMK

Ich schrieb, den Verstärker zog ich vor wegen Eignung für Empfang Radiosender Voxhaus.
Hängt man an den Eingang 1 m Draht, hat man schon erstaunliche Empfangsergebnisse LMK.
Man benötigt natürlich noch EARTH, Erdung, wird an GND des Verstärkers angeschlossen.
Recht ähnlich wird die kurze Antenne beim SDR-Empfänger Enschede funktionieren.
websdr.ewi.utwente.nl:8901/

Antenneneingänge LMK beim Radio dürften mehrere hundert Ohm Eingangsimpedanz haben.
Das heißt, für den Fall kann die zweite Stufe mit BF199 als Impedanzwandler entfallen.
Der Radioeingang kommt dann direkt an den Koppelkondensator C2.
Auch muss R1 nicht mehr 120 Ω sein, darf höherohmiger sein, z.B. 270 Ω.
Es gilt jedoch weiterhin, die Gatespannung soll etwas unter der Sorcespannung liegen.
L3 für Anpassung höhere Frequenzen wird jetzt auch nicht mehr benötigt.
Stattdessen setzt man eine Drahtbrücke, der Verstärker taugt locker bis min. 20 MHz.
Auch muss es kein BF245C sein, A oder B und ähnliche FETs wie BF256 sind auch geeignet.
Bei den wenigen Bauteilen ist eine Schaltung auf Lochraster recht schnell aufgebaut.
Verwendet man eine Fassung, kann man durch Umstecken verschiedene FETs ausprobieren.
Im Bild der erste Teil des Messverstärkers, also nur Schaltung um FET ohne Teil mit BF199.
Gut zu erkennen die Fassung, ist Buchsenleiste mit gedrehten Präzisionskontakten.
Baut mal auf und berichtet!

Andreas

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