VNA oder nanoVNA wozu ist sowas gut?

Welche passive Aussenbeschaltung wäre im RF Demo Kit für das 10,7 MHz Keramikfilter geeignet gewesen, damit eine hinreichende Ausgangsanpassung (330 Ohm Filterausgangsimpedanz auf 50 Ohm VNA Port 2 Eingangsimpedanz) gegeben ist?

Das lässt sich wieder durch Simulation bestimmen.

Zunächst eine Überprüfung der verwendeten Filterersatzschaltung nach Testschaltung der Filterhersteller-Vorgabe (Referenzschaltung):

• Generator mit 330 Ohm Ausgangsimpedanz
  
• Filterausgang mit 330 Ohm abgechlossen
  

Referenzschaltung in RFSim99
Hier ist beim Smith Chart zu beachten, dass in diesem Fall, abweichend von der regulären 50 Ohm Portimpedanz, auf 330 Ohm Portimpedanz normiert wurde, dmit der Sollwert an "gewohnter Position" erscheint.

S11 Smith Chart (Reflexion am Eingang)
Ich habe mit meiner 10,7 MHz Keramikfilter-Ersatzschaltung (zur Simulation) nicht ganz die 330 Ohm Ein- und Ausgangsimpedanz des Datenblatts erreicht, sondern nur 297 Ohm. Das ist aber recht nahe (ca. -10%) dran, so daß die nachfolgenden Ergebnisse immer noch befriedigend verwertbar sind.


S22, (Reflexion am Ausgang), dito
Das Keramikfilter ist symmetrisch. Ein- und Ausgang sind vertauschbar.


S21 (Einfügedämpfung, Durchlasskurve) und S11


Das Simulations-Testmodell des Keramikfilters erreicht nahezu die theoretisch maximale Einfügedämpfung (in der Praxis wenigstens 3-4 dB schlechter, meist aber -6 bis -7 dB)
Die Ein-und Ausgangsimpedanzen sind ausreichend gut getroffen (300 Ohm)
Die Durchlasskurve ist symmetrisch zu 10,7 MHz und weist das gewünschte Plateau im Durchlassmximum auf.

Das Filter-Modell ist gemäss den Ergebnissen geeignet, um daran die passive Anpassung der ZF-Filter Testschaltung (insbesondere den 330 Ohm Filterausgang) für den Anschluß an die 50 Ohm Ports des VNA zunächst im Simulationsmodell zu prüfen bevor sie in die Praxis umgesetzt wird.


Modifikation der ZF-Filtertest-Referenzschaltung für Anschluss an VNA (50 Ohm Ports)
Die Modifikation bezieht such nur auf den Keramikfilter-Ausgang. Die Beschaltung des Eingangs bleibt wie im RF-Demo Kit (Nr.6) unverändert. Der VNA hat damit bereits die korrekte 50 Ohm Lastimpedanz. Die Generatorquellimpedanz von 330 Ohm, die das Filter benötigt wird zusätzllich zur 50 Ohm Generatorausgangsimpedanz durch einen Serienwiderstand von 270 Ohm aufgebracht, entsprechend der Filterhersteller-Datenblattvorgaben. Die Modifikation nach dem Filterausgang mit einem Anpassglied ist so bemessen, dass das Keramikfilter einen 330 Ohm Abschluss "sieht" und der Ausgang des Anpassgliedes eine Ausgangsimpedanz von 50 Ohm aufweist, die der VNA (Port 2) benötigt:


R_VNA_Port_2 ( 50 Ohm) ist kein Bestandteil der Anpassungsschaltung sondern interner Bestandteil von Port 2 innerhalb des VNA.

Angepasste Testschaltung für 50 Ohm Ein- und Ausgänge für Messung mit dem VNA:

Ergebnisse mit RFSim99:
Es wird regulär auf Ports mit 50 Ohm Normimpedanz bezogen.

S11

50 Ohm Eingangsimpedanz, ok.


S22

50 Ohm Ausgangsimpedanz (bei 10,7 MHz), ok


S21

Der Verlust durch die Ausgangsanpassung von 330 Ohm auf 50 Ohm beträgt 13,6 dB (= Faktor 4,75). Das gleiche Ergebnis gibt es mit LTSpice:

LTSpice:


Zum direkten Vergleich der Durchlasskurve mit der Referenzschaltung und der auf 50 Ohm angepassten Schaltung wird S21 der angepassten Schaltung um 13,6 dB nach oben verschoben (= mit dem Faktor 4,75 multipliziert). Die Durchlasskurven sind dann praktisch deckungsgleich, ohne unsymmetrische Verformung, wie sie bei Fehlanpassung vorhanden wäre.

Beide Durchlasskurven übereinander (S21 der auf 50 Ohm angepasten Schaltung um +13,6 dB (Faktor 4,75) nach oben verschoben):



Praxistest folgt.
Ich erwarte hiernach S21 bei ca. -20 dB, wenn ich von einer praktischen Filtereinfügedämpfung von 6 bis 7 dB ausgehe. Gegenüber der Einfachschaltung auf dem RF Demo Kit ist damit an Pegel nicht wesentlich etwas gewonnen. Aber auf die Symmetrie der S21 Durchlasskurve und das Plateau sollte die korrekte Anpassung Einfluss haben.

Gruß
Reinhard

Den Match Assistenten hatte ich auch verwendet.

Hier die R-Alternative, auf die Andreas aufmerksam gemacht hat, im Vergleich zur vorher gezeigten LC-Anpassung:



Mit der R-Anpassung, verliere ich gegenüber der LC-Anpassung nochmal 13,7 dB zusätzlich, insgesamt dann 27,4 dB Dämpfung, wenn die Filter-Einfügedämpfung nur 0,1 dB wäre. Mit der tatsächlichen Einfügedämpfung von 4-7 dB gehts dann auf -31 bis -34 dB in den Keller. Das ist hier schon heftig.


Vergleich der Referenzschaltung (blau) mit der LC-Anpassung (grün) und mit der R-Anpassung (rot)

blau = Referenzschaltung 330 Ohm / 330 Ohm nach Hersteller-Datenblatt: Anpassverlust 0 dB
grün = LC-Anpassung für 50 Ohm Ausgang: Anpassverlust -13,6 dB (Verlust durch Eingangsteiler für R-Anpassung an 50 Ohm, Port1)
rot = R-Anpassung für 50 Ohm Ausgang: Anpassverlust: -27,3 dB (Verlust durch Eingangs- und Ausgangsteiler für R-Anpassung an beide Ports)




Alle drei übereinander, nach entsprechender Skalierung der beiden angepassten Schaltungen:




Einfachere LC-Anpassung für Ausgang 50 Ohm
So wenig Bauteile wie möglich. Daher ist in der Praxis eine einfachere LC-Anpassung mit nur zwei Bauteilen vorzuziehen, um parasitäre Einflüsse zu minimieren:



Der dadurch entstehende Verlust ist der gleiche, wie bei der 5-Bauteile LC-Anpassung: -13,6 dB (dem Anpassverlust am Eingang durch den 270R/52R Teiler geschuldet):

blau = Referenzschaltung 330 Ohm / 330 Ohm nach Hersteller-Datenblatt: Anpassverlust 0 dB
grün = LC-Anpassung mit 5 Bauteilen für 50 Ohm Ausgang: Anpassverlust -13,6 dB
rot = LC-Anpassung mit nur 2 Bauteilen für 50 Ohm Ausgang: Anpassverlust -13,6 dB






Der Anpassverlust ist vermeidbar, wenn auch die Eingangsanpassung vom R-Teiler auf L/C umgestellt wird:

Verlustfreie Anpassung an 50 Ohm für Eingang und Ausgang






Werde ich ausprobieren.
107 pF und 111 pF Kerkos finde ich entweder durch Selektieren oder muss jeweils zwei Kerkos passend parallel schalten.
1,8 µH und 1,65 µH Luftspulen sind etwas kniffeliger. Ist evtl. die gleiche Spule, die auf den "passenden" Wert verbogen werden kann.


Gruß
Reinhard

Eine weitere Anwendung für den VNA: Verstärkungsfaktor eines HF-Verstärkers messen

Ich habe mir eines der laufend auf den Verkaufsplattformen (ebay, AliExpress) aus China angebotenen Verstärkerplatinchen dafür ausgesucht. Für weniger als 6 € und kostenlosem Versand kann man damit nicht viel falsch machen, auch nicht selbst bauen.

Das untersuchte ist dieses, mit dem MMIC-Chip HMC580ST89. Der ist inzwischen vom Hersteller abgekündigt und bereits obsolet. Vermutlich sind deshalb solche Restbestände in Asien günstig erhältlich, die Applikationsplatine dafür ist denkbar einfach und für alle diese 1-Chip HF-MMIC Verstärker gleich. Nur deshalb ist so ein Preis möglich. Der Platinenaufdruck (5 MHz - 6 gHz) stimmt nicht ganz, früher wurde dieser Platinentyp offensichtlich mit einem anderen IC bestückt. Nicht dramatisch, denn der Verstärker wurde korrekter für "1 - 1000 MHz" angeboten.



Verkäufer, bzw. Herstellerdatenblatt geben für den HMC580ST89 diese Daten an:

Frequenzbereich
5 MHz – 1 GHz

Rauschzahl:
2,8 dB (typisch)

Verstärkung:
F= 30 MHz Verstärkung = 22-23 dB
F = 100 MHz Verstärkung = 22-23 dB
F= 150 MHz Verstärkung = 21-23 dB
F = 420 MHz Verstärkung = 20-21 dB
F = 750 MHz Verstärkung = 17-19 dB
F=1000 MHz Verstärkung = 16-17 dB

Maximale Ausgangsleistung: +22 dBm (170 mW) bei 1 dB Komprimierungspunkt
Betriebsstrom: 88mA (5V)
Versorgungsspannung: 3,3-5,5 V (DC); 5 V nominal
Systemimpedanz: 50 Ohm

Damit ist schon festgelegt, was auch die Messung ergeben müsste.


Vorabmessung der Verstärkung ohne VNA

Zur Vorabprüfung der Verstärkung kann man einen Signalgenerator (mit 50 Ohm Ausgangsimpedanz) mit einem Oszilloskop verwenden, an dessen Eingang man mit einem T-Stück mit 50 Ohm abschliesst (wichtig!). Man misst bei einem fest eingestelltem Ausgangspegel des Signalgenerators die Sinus-Amplituden (bzw. Effektivspannungen), erst ohne den Verstärker, dann mit dem Verstärker dazwischen bei verschiedenen Frequenzen. Das Verhältnis der Amplitude mit dem eingeschleiften Verstärker zur Amplitude ohne Verstärker ist der Verstärkungsfaktor (V).

Umrechnung in das dB-Maß dB = 20 x log(V)
10-fache Verstärkung = 20 dB

Ich habe es etwas anders, nämlich mit meinem Eigenbau (dBm) Powermeter, gemacht, das selbst schon eine Eingangsimpedanz von 50 Ohm hat, also direkt an den Verstärkerausgang bzw. den Signalgeneratorausgang angeschlossen werden kann. Es zeigt die an 50 Ohm anfallende Leistung direkt in dBm an 0 dBm entspricht 1 mW an 50 Ohm.

Umrechnung:
dBm = dBV +13 (1 Veff = 0 dBV an 50 Ohm entspricht +13 dBm)
dBm = dBµV -107 (1000 µVeff = 60 dBµV an 50 Ohm entspricht -47 dBm)

Ich muss also nur noch die abgelesenen dBm-Werte am Signalgeneratorausgang von denen am Verstärkerausgang abziehen. Diese Differenz ist die Verstärkung (V) im Maß dB.
Die Messung wurde bei einem Signalgenerator-Ausgangspegel von 1 mVeff (an 50 Ohm) gemacht.

Das Powermeter ist sehr sorgfältig kalibriert. Ich kann eine absoluten Genauigkeit von besser als +/- 0,5 dBm im Frequenzbereich von ca. 8 MHz bis 140 MHz und Pegeln von -70 dBm bis +10 dBm damit erwarten.
So gemessen (mit einer stabilisierten Versorgungsspannung von +5,0 V DC), liefert der genannte Chip-Verstärker die nachfolgende Verstärkungsfunktion von 1 MHz bis 140 MHz (das ist die maximale Frequenz meines Signalgenerators):



Bei 1 MHz ist die Verstärkung nur 12 dB, steigt dann schnell an, erreicht bei 10 MHz 22,85 dB, ist ab ca. 15 MHz bis ca. 70 MHz konstant bei 23,0 dB, um danach ganz seicht auf 22,5 dB bei 140 MHz abzufallen (das kann man bei nur 0,5 dB immer noch als praktisch konstant ansehen).

Die Angabe des Verkäufers, der Verstärker sei auch für 1 MHz noch geeignet, ist zwar grundsätzlich nicht falsch, aber konstante Verstärkung von 22,5 (-0,5 dB) dB hat man erst ab ca. 7 MHz, bis 140 MHz).



Messung der Verstärkung mit dem VNA

Es gilt, umsichtig zu Werke zu gehen!
Der VNA verträgt nur höchstens +20 dBm an seinem Port2, die ein Verstärker u.U. weit übertrifft. Das würde den VNA zerstören. Da z.B. dieser Verstärker bis +23 dB Verstärung hat, wäre bei 0 dBm Ausgangspegel des VNA (Port 1), der maximal zulässige Pegel an Port 2 bereits deutlich überschritten. Es kommt erschwerend noch dazu, dass der lt. User-Manual der tatsächlich von meinem NanoVNA-F von Port 1 gelieferte maximale Pegel +10 dBm beträgt (ich habe das bei Nachmessung bestätigt gefunden), obwohl die Angabe in der Tabelle der Technischen Daten von max. -9 dBm und im Displaymenü von + 1 dBm dazu im Widerspruch steht. Also nochmal eine Schippe Vorsicht mehr!

Ausserdem ist der maximal zulässige Eingangspegel am Verstärker-Chip zu beachten, der im Datenblatt mit +10 dBm angegeben ist.

Man kann/darf also nicht einfach den Verstärker direkt an Port 1 und Port 2 anschliessen!

Die sichere Methode ist die Dämpfung des Ausgangspegels von Port 1 des VNA, und zwar um den Wert der erwarteten Verstärkung. Ich habe also mit dem variablen Abschwächer, den ich in diesem Thread anfangs vermessen hatte), eine Dämpfung von -20 dB eingestellt und ihn direkt hinter Port 1 des VNA eingeschleift, bevor es von dessen Ausgang in den Verstärkereingang geht. Es muss dann natürlich der VNA unter Einbezug des Dämpfungsstellers neu für diesen Messaufbau kalibriert werden.

VNA-Messung der Verstärkung:

Zunächst 1 MHz bis 140 MHz (gleicher Bereich, wie vorher mit dem Powermeter gemessen):



Der Unterschied zwischen der Powermeter-Messung und der VNA-Messung beträgt nur 0,15 dB (Verstärkung, bzw. S21). Die Werte mit dem Powermeter gemessen, sind um 0,15 dB höher als die der VNA-Messung. Besser kann man wirklich nicht erwarten! Ich war selbst überrascht über die unerwartet hohe Übereinstimmung.

Schliesslich noch der Verlauf bis zu 800 MHz gemessen. Bei 800 MHz ist die Verstärkung auf 17 dB abgefallen, zufriedenstellende Übereinstimmung mit dem im Datenblatt des Verstärkerchips bei dieser Frequenz gezeigten Wert.




Gruß
Reinhard

S22 fehlt in der Messung, da bei diesem VNA nicht implementiert, wie Andreas schrieb.

Vom Prinzip her kann man oft das Messobjekt mit seinem Ausgang an den VNA PORT 1 anschliessen und seinen Eingang mit 50 Ohm abschliessen. PORT2 des VNA bleibt dabei unbenutzt. Dann misst man S22 statt S11. Ich habe das gar nicht erst versucht, da ich bei nicht-vertauschtem Ein-/Ausgang so S11 nicht messen konnte, solange der Verstärker ohne Versorgungsspannung war. Die richtige (50 Ohm) Eingangsimpedanz stellt sich erst ein, wenn der Verstärker in Betrieb ist (an Betriebsspannung liegt). "Invertierten Anschluss" des Verstärkers unter Betriebsspannung (an PORT1 über Abschwächer) habe ich allerdings nicht gewagt, da ich nicht abschätzen konnte, ob er das toleriert, ohne Schaden zu nehmen.

Zur Information die Werte aus dem Datenblatt des HMC580ST89:

S22
bis 500 MHz: -12 dB typ.
0,5 bis 1 GHz: -11 dB typ.

Gruß
Reinhard

Passives LC-Anpassglied 50 Ohm auf 75 Ohm (oder umgekehrt) für UKW-Band anfertigen und überprüfen

Schaltung:
Anpassglied 50 auf 75 Ohm für 87 bis 108 MHz.jpg

Vorteil gegenüber Widerstandsanpassung: Verlustarm bis fast verlustfrei.
Nachteil gegenüber Widerstandsanpassung: Ist nicht breibandig. Nur für engen Frequenzbereich geeignet.

Ausführung:



Messung:
BNC-Anschluss mit 75 Ohm abgeschlossen. Am SMA-Anschluss (50 Ohm) der VNA.





Man kann es noch etwas besser hinbekommen, als ich hier.
Wenn es perfekt stimmt, kommt man bei S11 im Minimum bei 98 MHz auf -40 dB und VSWR auf 1,0. Bei mir fehlen offenbar an der Spule noch ca. 4 nH. Man muss probieren und sich durch Neuwickeln der Spule und ggf. Verbiegen (Auseinanderziehen oder Zusammendrücken) der Wicklung da rantasten.

Ich habe mich mit S11 = -28 dB im Minimum und VSWR von 1,08 (ohne diese Anpassung hat man S11 = -12 dB, VSWR = 1,5) zufrieden gegeben. Mit anderer Trimmereinstellung wäre ich allerdings auch so unter S11von -30 dB gekommen, aber erst bei über 100 MHz. Ich wollte aber einen Kompromiss über das volle UKW-Band und nicht nur am Bandende. Nur mit aufgesetztem Deckel des Abschirmgehäuses gibt es richtige Werte! Es gibt einige pF parasitäre Kapazität, daher ist der aufgesetzte Deckel beim Abstimmen wichtig.


Für 10,70 MHz:

Anpassglied 50 auf 75 Ohm für 10,7 MHz.jpg

Da ist die Luftspule schon deutlich grösser, ca. 10-11 eng aneinander liegende Windungen bei ca. 1 cm Durchmesser.
Kapazität: In dem Fall empfiehlt sich wohl eine 120 pF Festkapazität und parallel dazu ein 3-30 pF Kapazitätstrimmer, mit dem man abgleicht.

Gruß
Reinhard

Hallo Andreas,
die UKW-Spule hat 10 mm Innen-Durchmesser, noch bannig Platz in alle Richtungen, sieht vielleicht auf dem Foto grösser aus als sie ist. Selbst die etwas grössere Spule für das 10,7 MHz Anpassglied hat zum Gehäuse noch genug Platz.

Wenn der DE-5000 noch 58 nH genau genug messen kann, ist das eine großartige Sache! Ich kann 58 nH mit meinen Geräten nicht mehr genau genug messen, nur noch via Ringkernrechner schätzen.
Meine Messgeräte geben spätestens bei unter 100 nH (oder schon viel früher) auf. Bei der 526 nH Spule kann ich mit Mühe noch 500-550 nH messen. Aber für die Genauigkeit, die für genau 526 nH nötig wäre (+/- 1%) , habe ich kein Messgerät, das dafür gut genug wäre.

Gruß
Reinhard

Passives LC-Anpassglied 50 Ohm auf 75 Ohm (oder umgekehrt) für 10,7 MHz (UKW-ZF) anfertigen und überprüfen

- wie bereits oben angekündigt -


Schaltung:
Anpassglied 50 auf 75 Ohm für 10,7 MHz.jpg



Ausführung:



Messung:





Habe es hier sehr gut gut getroffen, obwohl der Kap-Trimmer nach dem Einlöten nicht mehr so wollte wie ich. Das Plastikding hält nicht viel Wärme aus. Ich habe ihn schliesslich doch erneuert.
Gemessen: S11 ca. -60 dB, VSWR < 1,01 von 10,5-10,9 MHz. Das sind exzellente Werte!


Gruß
Reinhard

UKW-ZF-Keramikfilter Testplatine für 50 Ohm Anschluss (verlustfrei)

Die weiter oben vorgeschlagene praktisch verlustfreie Testschaltung zur Messung von UKW-ZF-Keramikfiltern (Z = 330 Ohm) an einem VNA oder einem HF-Signalgenerator mit 50 Ohm-Ausgang habe ich mir aufgebaut. Sie benötigt aufgrund der verlustfreien Anpassung mit LC-Gliedern von 50 auf 330 Ohm (und von 330 auf 50 Ohm) keinen Verstärker und ist sehr einfach zu realisieren.

Als Bauteile habe ich für jedes der beiden LC-Anpassglieder verwendet:
1x 1,7 µH Festinduktivität (gemessen habe ich 1,725 µH) selektiert aus einer grösseren Zahl von Festinduktivitäten mit Nominalwert 1,8 µH
1x 100 pF (gemessen 100,2 pF) Klasse 1 Keramik-Kondensator NP0
1x 10 pf (gemessen 10,1 pF) Klasse 1 Keramikkondensator



Praktische Ausführung mit Stecksockel für das 3-Bein-Keramikfilter:




Messung der Filterdurchlasskurve mit dem VNA von 10,2 bis 11,2 MHz (nach entsprechender Kalibrierung des VNA):
Gemessen wurde das aus dem RF-Demo-Kit (Test Nr. 6) ausgebaute Filter, um einen direkten Vergleich mit der VNA-Messung auf dem Demo-Kit zu bekommen,

Die Testschaltung 6 mit dem ZF-Filter auf dem RF-Demo-Kit hat zwar korrekte Eingangsanpassung von 50 auf 330 Ohm aber falsche/keine Ausgangsanpassung. Die Ausgangsimpedanz auf dem RF-Demo-Kit im Durchlassmaximum ist nicht 50 Ohm, wie für den VNA erforderlich, sondern 320 Ohm (nachgemessen), S22 = -2,7 dB. Insofern sollte ein Unterschied der Durchlasskurven bei beiden Messungen erkennbar sein.




Ergebnisse:

Messung mit der Testplatine mit LC-Anpassung;



Zum Vergleich, vorherige Messung auf dem RF-Demo-Kit (weniger gute Ausgangs-Anpassung, wohl daher etwas grössere Asymmetrie am Maximum):

(Vergrösserungen: a) S21 dB (logarithmische Ordinate) und b) S21 Betrag (lineare Ordinate, wie man sie bei einer Wobbelmessung am Oszilloskop sieht)


Man kann sehen, dass auf der Testplatine mit der LC-Anpassung die Durchlasskurve etwas weniger unsymmetrisch ausfällt als bei der Messung auf der RF-Demo-Kit Platine. Ein Ergebnis der besseren Impedanzanpassung. Ganz symmetrisch wird aber diese Kurve damit auch nicht. Das Filterbauteil ist eben selbst nicht perfekt. Mittenfrequenz (10,72 bzw. 10,719 MHz, jeweils auf den Durchlass 3 dB unter Maximum bezogen) und Bandbreite (200 kHz bei
- 3 dB) stimmen überein.
Aus der Messung auf dem RF-Demo-Kit kann man die Einfügedämpfung des Filters nicht entnehmen, aus der mit der Testplatine kann man sie am Durchlass-Maximum (S21) direkt ablesen: - 5,0 dB

Eine weitere Messung mit einem anderen ZF-Keramikfilter (Murata SFE 10.7 JA) aus meinem Bauteilevorrat zeigt dagegen schöne Symmetrie, Mittenfrequenz f= 10,725 MHz, -3 dB Bandbreite = 200 kHz und Einfügedämpfung = -4,2 dB:





Fortsetzung folgt.

Gruß
Reinhard

Fortsetzung:

Die Testplatine ist auch prima für die Wobbelmessung zu gebrauchen, vorausgesetzt der Signalgenerator hat eine frequenzunabhängige Ausgangsimpedanz von 50 Ohm und der Oszilloskopeingang ist mit 50 Ohm Abgeschlossen:
Hier die entsprechende Wobbelmessung mit dem ersten Keramikfilter:




Horizontal: 50 kHz/DIV; Skalenanfang (links) = 10,450 MHz; Skalenende (rechts) = 10,950 MHz
Mittenfrequenz: 10,719 MHz
-3 dB Bandbreite: 200 kHz

Die Wobbelkurve ist mit der Kurve "S21 Betrag" mit linearer Ordinate aus der VNA-Messungzu vergleichen (nicht mit S21 Gain in dB, die einen logarithmischen Ordinatenmassstab hat).

Die Messwerte aus der Wobbelmessung stimmen mit der VNA-Messung überein. Man sieht ebenfalls die Asymmetrie, die leichte Ausbuchtung der Wobbelkuve an der rechten Flanke (sieht man in der linearen Skalierung an der rechten Flanke direkt unterhalb des -3 dB Punkts) und das leicht schräge Abfallen zu höherer Frequenz um das Maximum. Genau das gleiche Bild gab die oben gezeigte VNA-Messung.


Gruß
Reinhard

Kontrollmessung S11, mit Ein- bzw. Ausgang der beiden LC-Anpassglieder mit 330 Ohm abgeschlossen, wurde natürlich gemacht.

Ergebnis war:
Bei beiden Anpassgliedern ist S11 im Frequenzbereich des Filter-Durchlasses -20,5 dB +/- 2 dB.
Ein- bzw. Ausgangsimpedanz im Bereich 44-48 Ohm. Also nicht genau 50 Ohm getroffen, aber mit S11 bei -20 dB für die Anwendung m.E. genügend.

Die Crux war die präzise Messung der kleinen Induktivität (1,7 µH) auf +/- 0,05 µH genau. Dafür ist mein LCR-Meter bei so kleinen Induktivitäten nicht mehr genau genug - es zeigt bei diesem Wert 0,1 bis 0,15 µH zu viel an. Eine Messung mit einem anderen Gerät (LC200A), das einen Schwingkreis mit bekannter Kreiskapazität verwendet, war meine verbleibende Option. Aber ich muss dort auch noch mit einer Unsicherheit von ca. +/- 0,05 µH rechnen.

Gruß
Reinhard

dl2jas schrieb:

Anpassung berechnen

Reinhard hat vermutlich die gezeigte L-Anpassung mit RFSim99 ermittelt.

Andreas

Hat er!


Andreas hat mal Impedanzanpassung mit einem Impedanztrafo gezeigt (50 auf 300 Ohm, bzw. 75 auf 300 Ohm).
Damit gibt es fast perfekte, sehr breitbandige und praktisch verlustfreie Anpassung.Die LC-Anpassung ist dagegen nur in einem engen Frequenzbereich brauchbar. Daher ist die Impedanztrafo-Lösung noch besser. Das Wickeln ist halt fummelig, da kommt man aber nicht drumherum.

Das Impedanztrafo-Anpassglied für 50 auf 330 Ohm (oder umgekehrt) sieht so aus:
Hier z.B. Windungsverhältnis 20 Windungen / 31 Windungen auf gemeinsamem Spulenkern, dazwischen Abgriff.






Gruß
Reinhard

Stimmt, meine Anpassung für die Ausmessung von FM-ZF-Keramikfilter ist ein UN-Un, weil dafür unsymmetrisch benötigt wird. Anders gesagt: Filter-Ein- und Ausgang benötigen beide die gemeinsame (dieselbe) Masse, sind beide unbalanced, und Ein- und Ausgang der Anpassglieder müssen auch beide unbalanced (unsymmetrisch) sein. Oder mache ich einen Denkfehler?


Beim Bal-Un (z.B. für Antennenanpassung) ist die Masse dagegen am mittleren Abgriff der Wicklung angeschlossen:

Balun (hier 75 auf 300 Ohm):



Gruß
Reinhard