Angeregt durch das von Andreas vorgestellte Bauprojekt


"Schaltnetzteil mit NE555"
Schaltnetzteil mit NE555


bin ich einen Schritt weiter gegangen und habe - davon abgeleitet - einen Gleichspannungswandler (DC-DC-Wandler) gebaut, der das nachstehende erweiterte Anforderungsprofil erfüllt:

Eigenschaften

• DC-Eingangs-/Betriebsspannung frei wählbar im Bereich 6 V bis 12 V
  
• DC-Ausgangsspannung stabilisiert /geregelt (= Last-unabhängig) und variabel einstellbar
  
• Ausgangsspannung wahlweise symmetrisch von +/- 1,25 V bis +/- 16,5 V oder unsymmetrisch (+ oder -) 2,5 V bis 33 V
  
• Ausgang galvanisch getrennt vom Eingang. Keine gemeinsame Masse/GND (isolated, floating GND) potentialfreier Ausgang
  
• Ausgangsleistung bis max. 10 W
  
• Ausgangsstrom bis 0,5 A
  

Ein solches DC-DC-Wandler-Netzteil ist praktisch, wenn man z.B. eine symmetrische +12 V / -12 V Versorgung benötigt, aber nur ein +6 V Netzteil oder +9 V Netzteil verfügbar hat. Oder man benötigt schnell mal nur +3,3 V, hat aber nur ein +6 V Netzteil verfügbar und will sich den Aufbau einer Schaltung zur Spannungsanpassung sparen. Oder man braucht +15 V / -15 V für eine Schaltung, hat aber nur +9 V verfügbar...Die denkbaren Varianten sind nahezu unbegrenzt.

Galvanische Trennung von Ein- und Ausgangsseite ("Isolation") eines Gleichspannungswandlers möchte man u.U. haben, um eine sonst ggf. störende Erdschleife zu vermeiden. Ein potentialfreier Ausgang liefert eine feste Spannung zwischen den Polen des Ausgangs, aber mit schwebendem Massebezug. Es besteht jederzeit die Möglichkeit die zu versorgende Schaltung mit der schwebenden Masse zu verbinden, um ihr einen definierten Massebezug zu geben. In der Schaltung des Gleichspannungswandlers ist die Eingangsseite vollständig von der Ausgangsseite getrennt (nicht gekoppelte, getrennte GND/Massen-Bezüge).



Wie das Prinzip-Schaltbild zeigt, arbeitet der Gleichspannungswandler (DC-DC-converter, Gleichstromsteller) mit einem periodisch öffnenden und schliessenden elektronischen Schalter. Damit wird ein gepulstes Rechtecksignal erzeugt, das transformiert und gleichgerichtet wird.

In der einfacheren Variante von Andeas (oben verlinkt), erzeugt der IC NE555 den Rechteckpuls und "befeuert" damit direkt die Primärspule des Trafos. Damit sind kleine Lesistungen von typisch < 500 mW am Ausgang möglich. Für die ca. Verzehnfachung der Ausgangsleistung in der hier vorgestellten erweiterten Schaltung ist der NE555 alleine nicht mehr genügend, man muss ihm einen zusätzlichen, potenteren elektronischen Schalter spendieren, für den der NE555 nur noch das Steuersignal liefern muss.

Solche Schaltungen mit NE555 und zusätzlichem Schalttransistor sind nicht neu, wurden mehfach beschrieben, z.B.:
makingcircuits.com/blog/dc-to-dc-converter-circuit/
https://www.eleccircuit.com/the-many-dc-to-dc-converters-using-ic-555/
electro-tech-online.com/thread…ed-for-regulation.143585/

Auch das Nachschalten eines Spannungsregulators/Stabilisators ist nicht neu. Dadurch wird der große Nachteil der andernfalls starken Lastabhängigkeit der Ausgangsspannung vermieden. Natürlich hat dies - je nach Auslastung - Einfluss auf den erreichbaren Wirkungsgrad.
seekic.com/circuit_diagram/555…on_converter_circuit.html

Die erste Frage, die sich stellt, ist die des Trafos, der für den galvanisch getrennten Wandler nötig ist. Selber wickeln? Ja kann man, wenn man einen passenden Kern verfügbar hat.
Man kann aber auch - so wie ich es gemacht habe, einen aus einem alten, defekten Desktop PC-ATX-Schaltnetzteil ausgeschlachteten Trafo verwenden, sogar ohne ihn modifizieren zu müssen.

Achtung:
Wenn man an einem ausgebauten PC-Netzteil arbeiten möchte, muss dieses wenigstens einen Tag vorher vom 230V Stromnetz getrennt worden sein! Man vergewissere sich zusätzlich durch Messen an den grossen primärseitigen Ladeelkos, dass diese wirklich spannungsfrei sind. Andernfalls kann eine lebensgefährliche Spannung von fast 350 V über Stunden nach Abschalten des Netzteils noch anliegen!!!

In so einem PC-Netzteil älterer Bauart, wie ich es verwendet habe, sind mehrere "Trafos", ein großer und ein oder zwei viel kleinere und ggf. eine sog. PFC-Drossel, die etwa ebenso groß ist, wie der Haupttrafo ist. Der zu verwendende Trafo ist der große (nicht die nur zweipolige grosse PFC-Drossel). Auch die mit rotem Kreis markierten Ringkern-Drosseln und die MOSFET-Transistoren am Kühlkörper rechts neben den großen Elkos kann man für dieses Projekt gut gebrauchen:



So ein ATX-Netzteil arbeitet - was den großen Trafo für die 12 V-Spannung darin betrifft - als sog. Flusswandler (forward converter). das heisst, dass die Energieübertragung auf die Sekundärwicklung ausschliesslich in der Leitphase des schaltenden Transistors erfolgt. Das ist nicht der Fall für die 5 V Stand-By Spannungsversorgung, die von dem kleinen Trafo übernommen wird, die nach dem Sperrwandler-Prinzip erfolgt. Ohne weiter auf Einzelheiten einzugehen, ist es nur wichtig, dass ein Trafo für Flusswandler keinen Luftspalt im Kern hat, da beim Flusswandler der Trafo keine Energiespeicherfunktion hat, sondern nur eine Wandlerfunktion (wie ein "normaler" Trafo). Dagegen hat ein Trafo für einen Sperrwandler einen für die hier vorgesehene Verwendung sehr ungünstigen Luftspalt (in dem Luftspalt speichert er magnetische Energie in der Speicherphase und gibt sie erst in der Sperrphase wieder an die Sekundärwicklung ab). Ein Luftspalt führt zu einer grösseren Streuinduktivität.

Für diese Anwendung hier brauchen wir einen Trafo ohne Luftspalt im Kern (Flusswandler-Funktion angenommen), aber nicht generell bestätigt - dazu später mehr - mit folgenden Eigenschaften:

• Eine niederohmige Wicklung mit einer Induktivität von ca. 500 - 1000 µH
  
• Eine zweite niederohmige Wicklung mit einer Induktivität von ca. 4 mH - 8 mH (gemmesen von Wicklungsanfang bis -Ende) mit Mittenabgriff. Jede der beiden Teilwicklungen hat - jeweils von Wicklungsende bis Mittenabgriff - eine (gleichgroße) Induktivität von ca. 1 mH bis 2 mH.
  

Die Trafos, die ich aus zwei verschiedenen älteren PC-ATX-Netzteilen ausgebaut hatte, erfüllten beide die Anforderungen. Bei ihnen konnte ich messen:
- eine Wicklung mit ca, 800 µH, ca. 30 mOhm
- eine weitere Wicklung mit ca. 6 mH, ca. 250-300 mOhm, die einen (abgeknipsten) Mittenabgriff hat. Induktivität der beiden Teilwicklungen bis Mittenabgriff jeweils ca. 1,5-1,6 mH, ca. 120-150 mOhm.
Also beide Trafos brauchbar.

Man sieht sechs Anschlüsse auf einer Trafoseite, von denen zwischen den zweien an einer Seite die Induktivität 600 µH ist. Auf der anderen Trafoseite stehen nur zwei Anschlüsse heraus, zwischen denen ich 5-6 mH messe. Man sieht dazwischen den abgekipsten Mittenabgriff.










Dieser PC-ATX-SNT Flusswandler Trafo für den 10 W Gleichspannungswandler ist mehr als ausreichend dimensioniert, so dass ich mir keine Gedanken über dessen Leistungsgrenze aufgrund von Sättigung machen muss. Denn die Ströme, die er im ATX-Netzteil bewältigen musste, waren um ein Vielfaches grösser als die max. ca. 0,5 A, die ich in diesem Projekt für den Gleichspannungswandler ins Auge fasse.


Es geht weiter...

Gruß
Reinhard

Hier die entsprechenden Messungen an den Anschlüssen.

Man sollte sich immer vergewissern, dass man die Sollwerte am betreffenden Trafo hat. Auch wenn ich an zwei Exemplaren die "richtigen" brauchbaren Werte messen konnte, kann ich nicht garantieren, dass alle Trafos gleich geeignet sind. Es gibt viele unterschiedliche Ausführungen von Computer-Schaltnetzteile und vermutlich auch unterschiedliche Trafos.

Übrigens...
Die beiden Anschlüsse mit erkennbarer Mittenanzapfung sind im PC-Netzteil auf der Primärseite (330 V), werden aber in diesem Projekt für die Sekundärseite verwendet.
Entsprechend finden die zwei ausgesuchten äusseren Anschlüsse (dazwischen 6 mH) in diesem Projekt nicht auf der Sekundärseite sondern der Primärseite Verwendung. Im PC-Netzteil wird herunter-transformiert. In meinem DC-DC-Wandler wird herauf-transformiert.

Aus den gemessenen Induktivitäten und Widerständen der Wicklungen und Teilwicklungen kann man ausrechnen, dass das Windungsverhältnis der 800 µH Wicklung zur 6 mH-Wicklung mit Mittenabgriff ca. 1:8 (1:4:4 bzgl. der Teilwicklungen) beträgt. Geringe Abweichung aufgrund etwas unterschidlicher Drahtdurchmesser dabei vernachlässigt).

1. Diese Wicklung hat ca. 800 µH. Passt gut. Ein Bereich 500 µH bis 1500 µH wäre brauchbar.


2. Und auch diese Wicklung mit Mittenanzapfung passt, hat ca. 6 mH, Ende zu Ende gemessen.


3. Und jeweils zwischen Mittenanzapfung und einemder beiden Ende gemessen ca. 1,5 mH


Da die beiden Teilwicklungen mit je 1,5 mH miteinander magnetisch gekoppelt sind, hat die Gesamtwicklung (= 2x Teilwicklung) die 4-fache Induktivität der Teilwicklung = 4 x 1,5 mH = 6 mH. So zeigt es ja auch die Messung.

Die als dickel Drahtbündel nach oben aus dem Trafo herausgeführten Anschlüsse werden hier nicht benötigt. IM PC-Netzteil sind sie die gemeinsame Masse sekundärseitig. Hier, in diesem Projekt allerdings nicht. Das blanke miteinander verlötete Ende wird stattdessen einfach mit Schrumpfschlauch isoliert und bleibt unbenutzt.

Ich will den Bildbeweis, dass der Trafo keinen Luftspalt im Kern hat, nicht schuldig bleiben. Da andere bereits diesen Trafotyp zerlegt und in Videos dokumentiert haben (Kern ausgebaut), muss ich das nicht erneut tun. Ich zeige Euch die Fotos, an denen man sieht, dass die Kernschenkel im Trafo plan ohne Spalt aneinander gefügt sind. Man sieht es auch an den Abdrücken an der auf das M-Stück aufgesetzten Planplatte auf einem der Fotos und der perfekt geraden Fluchtlinie des M-Stücks.




In einer Abhandlung zur Technik von Schaltwandlern von Jörg Rehrmann im www findet sich die Begründung, warum bei Flußwandlern - wie in diesem Projekt - ein Luftspalt ungünstig wäre und der Kern bevorzugt aus hochpermeablem Ferritmaterial besteht:

"Der Magnetisierungsstrom muss bei Eintaktflusswandler möglichst klein gehalten werden und wird in diesem stark vereinfachten Beispiel in der Sperrphase in Verlustwärme umgesetzt, da der primärseitige Strom immer nur in einer Richtung fließt und es so zu einem Gleichstrombelag im Transformator kommt. Einen kleinen Magnetisierungsstrom erreicht man mit Kernmaterial mit hoher Permeabilitätszahl und durch Vermeiden eines Luftspaltes. Die Kernhälften eines Flusswandler sind plangeschliffene, (ggf. mit Klammern zusammengepresste) Kernhälften ohne Spalt, welche ohne Verschmutzung auf den Auflageflächen verarbeitet werden."


Nachdem der geeignete Trafo identifiziert ist, konnte es an die erste Phase der konkreteren Planung gehen. Dazu in der Fortsetzung...


Gruß
Reinhard

Der erste Entwurf erfolgte "auf dem Trockenen". In Simulation.

Als "Schalter" hatte ich zunächst einen npn-Leistungstransistor der robusteren Sorte (MJ15003) auf einem Alu-Kühlkörper (ebenfalls aus einem ausgeschlachteten PC-Netzteil) angeschaut.
Die Schaltung könnte damit folgendermassen aussehen (zunächst noch ohne Stabilisierung/Regelung):






Hinweis:
In der Simulation kann ich keine zwei verschiedene Massen primär- und sekundärseitig haben, obwohl sie im realen Schaltungsaufbau getrennt wären. Daher sind in der Simulationsschaltung primäre und sekundäre Masse identisch.

In diesen Entwurf sind bereits einige Erkenntnisse eingeflossen, die zeitlich eigentlich erst später und nach mehrfachen Änderungen gereift sind. Ich will es aber nicht zu kompliziert machen und erkläre sie an diesem Schaltungsentwurf schon. Je nach Transistor- und Schaltungscharakteristik sind Dämpfungsglieder (Snubber) jeweils spezifisch angepasst, um Störstrahlung produzierende Stromspitzen möglichst zu vermeiden oder zu begrenzen. Dennoch waren - wie später noch ausgeführt - weitere Massnahmen nötig, um die Störungen auf den Ausgangsleitungen in den Griff zu bekommen.

Von oben nach unten abgebildete Simulationsergebnisse:

1. Sekundäre Trafospannungen V_sek1 und V_sek2
Schwingvorgänge sind gut bedämpft

2. Transistor- Kollektorspannung
Im Transistor-Ausschalt-Moment, entsteht am Kollektor durch die (Streu-)Induktivität des Trafos ein Spannungsspitze, die u.U so hoch werden kann, dass sie den Transistor gefährdet. Sie ist auch eine Quelle erheblicher elektromagnetischer Störung und muss bedämpft, bzw. vernichtet/abgebaut werden. Dazu dient das Snubber- (Dampfungs-) Glied parallel zur Primärwicklung L1. Sie besteht aus der 22 V / 1W Zenerdiode D5 und damit in Serie das RC-Glied R17-C2. In R17 wird die Energie des Induktionspulses thermisch abgebaut. Zusätzlich leitet die Schottky Diode D7 (40 V, 1 A) nach Ub ab. Durch diese Massnahmen wird die Pulsspitze auf einen kleinen Wert begrenzt.

3. Ausgangsleistung am Lastwiderstand und Eingangsleistung
Der theoretische (Simulation) Wirkungsgrad beträgt bei 22 V über dem 100 Ohm lLastwiderstand 62 %.
Dabei ist allerdings zu berücksichtigen, dass Schaltverluste des Transistors aufgrund nicht oder schlecht implementierter Trnsistorschaltverhalten von BJT meist unterschätzt werden. Es wird mit deutlicher Verlustwärme am Transistor zu rechnen sein. Dabei ist bereits die Schaltfrequenz des NE555 auf 45 kHz heruntergesetzt (statt ca. 100 kHz).

4. Ausgangsspannung
+/- 11 V symmetrisch an 100 Ohm.
Die Basis-Spannungsteiler-Schaltung am Transistor ist so bemessen, dass mit 100 Ohm Last ca. 10-12 V erreicht werden.

Und die Schaltung arbeitet als Flusswandler, Dioden D2 und D3 leiten zeitgleich mit Primärspule L1:


Die Dioden D1 und D4 tragen kaum etwas bei.


Die Schaltung könnte so ausprobiert werden, mit Transistorkühlkörper.
Habe ich aber seinerzeit nicht gemacht, sondern den Transistor MJ15003 durch einen Darlington-Typ in der Simulation ersetzt. Die Motivation dafür war mein Interesse, ob in der Schaltung ein Darlington-Typ (BDV65 oder TIP142) u.U. geeigneter wäre.

ErsteTest-Version, mit BDV65 (Darlington) und bereits integrierter Stabilisierung mit variabel einstellbaren LM317/337 Spannungsreglern:




Darlington-Entwurf nach Simulation:




Simulationsergebnis für Darlington Transistor:
(gleiche Reihenfolge der Ergebnisse wie zuvor BJT)

Das Snubber-Glied ist hier vereinfacht, nur RC-Glied. Das hat auf den ersten Blick noch nicht gleich erkennbare Folgen.

1. Sekundäre Trafospannungen V_sek1 und V_sek2 (grün und grau)
Praktisch ideal ausschaende Rechteckfunktion

2. Transistor-Kollektorspannung (magenta)
Gute Dämpfung der Induktionspuls-Überschwinger durch das RC-Snubberglied.

3. Ausgangsleistung am Lastwiderstand und Ausgangsleistung
Der theoretische (Simulation) Wirkungsgrad ist 44% bei fast +/- 10V Ausgangsspannung. An den Spannungsreglern gehen jeweils 1,5-1,7 V verloren. Ohne diese Regler wäre der Wirkungsgrad theoretisch 58 %, nur wenig geringer als mit dem MJ15003 BJT.

4. Ausgangsspannung
+/- 11,4 V symmetrisch ohne Spannungsregler. Mit Spannungsregler ca. +/- 9,7 V an 100 Ohm Last (fast 1 W).

Die Simulation zeigt keine grundsätzlichen Probleme mit einem Darlington Leistungstransistor. Erprobung im realen Aufbau deckte allerdings grössere Verlustleistung am Transistor auf, so dass der Kühlkörper sehr warm wurde. Der Test wurde bei 94 kHz Schaltfrequenz durchgeführt, was wohl auch noch zu starker Erwärmung beigetragen hat. Da ein Darlington-Transistor grundsätzlich langsamer schaltet, ist er aufgrund dieser Eignschaft weniger geeignet.

In dieser Schaltungsauslegung mit dem Darlington Transistor haben wir vorwiegend Sperrwandler-Funktion. Dioden D1 und D4 leiten, wenn in der Primärspule kein Strom mehr fliesst:


Ich finde es überraschend, da die vorher gezeigte BJT Schaltung als Flußwandler arbeitet. Ist der RC-Snubber an der Primärwicklung in diesem Fall dafür verantwortlich? Macht er eine Phasendrehung? Dem muss ich noch nachgehen.


Das Ergebnis führte zum Entschluss, als Schalttransistor einen MOSFET aufgrund dessen wesentlich schnelleren Schaltens und damit weniger Verlusten einzusetzen. Schliesslich arbeiten auch kommerzielle Schaltnetzteile praktisch ausnahmslos mit MOSFETs. Im Zusammenspiel mit dem NE555 sind beispielsweise Vorschläge von Rehrmann und anderen bekannt (allerdings etwas anders als hier von mir praktiziert).




Zur MOSFET-Version in der Fortsetzung...




Gruß
Reinhard

Interessante Entdeckung:

Der Brückengleichrichter in Verbindung mit dem Kondensator C1 (parallel zur Sekundärspule) sorgt dafür, dass die Schaltung sowohl als Eintaktflusswandler als auch als Sperrwandler arbeitet.




Lässt man in der Gleichrichterbrücke die Dioden D2 und D3 weg (oder unterbricht sie), es arbeiten also nur D1 und D4, ist es ein Flusswandler.
Lässt man D1 und D4 weg, ist es ein Sperrwandler.

Flusswandler:
Während Strom durch die Primärwicklung fliesst, fliesst gleichzeitig Strom durch die Sekundärwicklung ("normaler Trafo").

Sperrwandler:
Während Strom durch die Primärwicklung fliesst, ist der Stromfluß durch die Sekundärwicklung gesperrt. Der Stromfluss durch die Sekundärwicklung erfolgt erst, wenn der Transistorschalter offen ist, also kein Strom durch die Primärspule fliesst. Dafür muss die Energie im Kern zwischengespeichert werden. (kein normaler Trafobetrieb, sondern gekoppelte Spulen als Energiespeicher).

Die kombinierte Arbeitsweise als Fluss- und Sperrwandler mit dem Brückengleichrichter erhöht den Wirkungsgrad.
In diesem Fall tragen der Sperrwandler- Diodenstrom und der Flusswandler-Diodenstrom, zeitlich gemittelt, ungefähr in gleichem Masse bei (Simulation).

Simulation der oben gezeigten Schaltung:


I(D1) = Strom durch Diode 1 (identisch Strom durch D4)
I(D2) = Strom durch Diode 2 (identisch Strom durch D3)
I(L1) = Strom durch primärspule)

V(gate) = Gate-Spannung (Rechteck-Ansteuerung)
V(drain) = Drainspannung (= 0 V, wenn Mosfet leitend)

Flusswandlerphase:
Dioden D2 (und D3) stromleitend (blau, oben) während Primärspulenstrom = ein (magenta). Reguläre Trafofunktion.

Sperrwandlerphase:
Diode D1 (und D4) stromleitend (grün, oben) während Primärspulenstrom = aus (magenta). Dafür muss im Trafo zwischengespeicherte Energie entnommen werden.

Unten:
Zugehörige Spannungsverläufe an Gate und Drain des Mosfet.


Unterbreche ich C1, arbeitet die Schaltung nur noch als Sperrwandler und die Dioden D2 und D3 haben praktisch "nichts mehr zu tun".
Sieht man gut:

In der simulierten Darlington Schaltung habe ich einen RC-Snubber über der Primärwicklung. Ist er verantwortlich für eine Phasendrehung, so dass Sperrwandlerverhalten resultiert? Ist ohne RC-Glied Flusswandler Verhalten vorhanden? Das muss ich noch klären.


Das ist endlich die von mir gesuchte Erklärung, warum der eingefügte kleine Kondensator C1 zu einer merklichen Leistungssteigerung führt.
Ich habe diese kombinierte Arbeitsweise "Sperr- und Flusswandlerfunktion in derselben Schaltung" bislang nirgendwo erwähnt gefunden. Ein bisher unbekannter Effekt?


Gruß
Reinhard


Nachtrag:
Das Sperrwandlerverhalten ist auch eine Frage des RC-Snubbers parallel zur Primärwicklung, der eine Phasenverschiebung verursacht (wie vorher im Schaltbild zur Darlington Transistor Schaltung gezeigt). Ohne diesen RC-Snubber, z.B. stattdessen nur mit einem Dämpfungsglied aus Schottky-Diode und 33V-Zenerdiode über L1, zeigt die MOSFET-Schaltung das erwartete Flusswandlerverhalten, auch wenn C1 nicht vorhanden ist. Warum ist das wichtig? Weil bei überwiegendem Flusswandler-Verhalten der verwendete Trafo ohne Luftspalt der richtige ist.

Kein RC-Snubber über L1 und ohne C1 über der Sekundärwicklung: Flusswandler

In diesem Fall, ohne C1, teilt sich z.B. der Diodenstrom zwischen D2:D1 (also Sperrwandler- zu Flusswandler Verhältnis) im Verhältnis 1:9. (das Verhältnis ist jeweils last- und spannungsabhängig)

Bei gleichen Last- und Spannungsbedingungen, ebenso, aber nun mit C1 über der Sekundärwicklung: Immer noch überwiegend Flusswandler, aber Sperrwandler-Beteiligung hat zugenommen.

Der Diodenstrom teilt sich in diesem Fall zwischen D2 und D1 im Verhältnis 1:3 auf.

Aber der gesamt-Diodenstrom (rms-Summe über alle Dioden gemittelt), bleibt mit oder ohne C1 gleich. Nur scheint die bessere Verteilung des Stroms in der Gleichrichterbrücke (wenn C1 vorhanden) günstiger. Auch der hohe Induktionspeak der Drainspannung beim Öffnen des MOSFET-Schalters fällt kleiner mit C1 aus. Das war übrigens meine ursprüngliche Absicht, warum ich C1 eingefügt hatte.

Hallo Andreas,

ja, das ist nützlich. Wieso kann man darüber nichts lesen? Nirgendwo.

Ob so eine DC-Wandler-Schaltung wie hier tatsächlich im Flusswandler- oder im Sperrwandler-Modus arbeitet, finde ich ohne Simulation (oder Messung) schwer vorherzusagen. Man sieht es ja nur daran, ob der sek. Spulenstrom oder Diodenstrom phasengleich mit dem Spulenstrom durch die Primärwicklung auftaucht oder 180° phasenverschoben. Bei reinem Fluss- oder Sperrwandlerverhalten sind an der Stromleitung nur zwei der vier Dioden beteiligt. Erst bei dem sonderbaren "Hybridbetrieb" bekommen alle vier Dioden Arbeit.

Ich habe noch nachträglich in meinem Beitrag oben ergänzt:

In der Schaltung mit BJT-Transistor finde ich (in Simulation) lupenreines Flusswandler-Verhalten.
Bei der nur geringfügig abgewandelten Darlington-Transistor Schaltung sehe ich dagegen überwiegend Sperrwandler-Verhalten mit etwas Flusswandler-Beteiligung.
Bei der Mosfet-Schaltung ohne den Kondensator über der Sekundärwicklung ebenfalls fast reines Sperrwandlerverhalten. Mit 2,2 nF-Kondensator dann fast 1:1 Hybridfunktion. Wenn ich die Kapazität grösser mache, steigt mir der Diodenspitzenstrom zu stark an, der weitere Gewinn nimmt aber nicht mehr erheblich zu. Die Schottky-Dioden 1N5819 nehmen Spitzenstrom (Puls) von periodisch >> 1A evtl. übel. Also habe ich mich auf 2,2 nF beschränkt.

Die genannten Schaltungen mit den verschiedenen Transistoren unterscheiden sich sonst im wesentlichen nur in den verwendeten Snubber-Schaltungen.

Gruß
Reinhard

Hallo Michael,

wie ich anfangs schrieb, ist die Ausgangsspannung aller ungeregelten Schaltwandler lastabhängig. Wenn, wie hier, bei einer starken Last mit dem besagten Kondensator (und mit Brückengleichrichter) die Ausgangsspannung grösser wird, kann die Lastabhängigkeit nicht schlechter geworden sein, im Gegenteil.
Kommerzielle Produkte arbeiten mit Pulsbreitenmodulation und optoelektrischer Rückkopplung, sind also geregelt. Deshalb ist das dort kein Thema. Bei der hier verwendeten Ansteuerung mit einem NE555 hat man aber ungeregelten Betrieb. NE555 Ansteuerung des Schalttransistors -wie hier - wird kommerziell nicht eingesetzt.

Ich vermeide Lastabhängigkeit am Ausgang dadurch, dass ich der Gleichrichtung LM317 / LM337 Spannungsregler nachschalte und davor für ausreichend Leistungsreserve sorge. Die Spannungsregler vermindern den Wirkungsgrad natürlich, sie verheizen ja Leistung. Ist aber (jedenfalls für mich) die einfachste Massnahme, Laststabilität am Ausgang zu bekommen, wenn man ungeregelte Ansteuerung hat, wie hier mit dem NE555.

Gruß
Reinhard

Die NE555 SNT-Schaltung ohne Schalttransistor profitiert übrigens nicht von dem Kondensator über der Sekundärwicklung, auch nicht die Schaltung mit BJ-Transistor. Beide arbeiten vollständig als Flusswandler - mit und ohne Kondensator.
Die Schaltung mit dem Darlington Schalttransistor wird nur sehr geringfügig durch den Kondensator "besser". Diese Schaltung arbeitet ganz überwiegend als Sperrwandler und wird nur unwesentlich von dem Kondensator beeinflusst.

Lediglich die MOSFET-Transistor-Schaltung profitiert merklich vom Kondensator mit Vollbrücken-Gleichrichtung.
Meine Vermutung ist eine Resonanz des Sekundärkreises, wenn der Kondensator vorhanden ist, die auf die Primärspule zurücktransformiert. Ich kann eine Schwingung (ca. 1 MHz) auf den sek. Trafoausgängen feststellen, die ohne den Kondensator so ausgeprägt nicht vorhanden ist. Offenbar neigt nur die Schaltung mit MOSFET zu dieser Schwingung. Scheint nicht ganz simpel zu sein.

Die Schwingung wird auch in der Simulation wiedergegeben, allerdings mit deutlich kleinerer Frequenz. Das zeigt, dass es sich einerseits nicht nur um einen "Dreckeffekt" handelt, andererseits hinsichtlich der Frequenz wohl auch parasitäre Einflüsse eine Rolle spielen. Die Simulation verwendet das MOSFET Modell IRFP240, die in diesem Fall gemessene reale Schaltung den MOSFET IRFP460A. Beide sind nicht sehr stark unterschiedlich, aber ein Transistoreinfluss scheint nicht unwahrscheinlich.

Gemessen und Simuliert:
Trafo-Sekundär-Ausgangsspannungen mit Kondensatorbrücke 2,2 nF über der gesamten Sekundärwicklung


Die Amplitude dieser Schwingung ist von mehreren Faktoren abhängig, der Versorgungsspannung, der Einstellung der dem Gleichrichter nachgeschalteten Spannungsreglern und der Last.

Gruß
Reinhard

kugel-balu schrieb:

Aber ändert sich die Aufteilung nicht in Abhängigkeit vom abgerufenen Strom ?

Allerdings könnten LM 317 / 337 hier etwas langsam sein (?), und eine einfache Schaltung mit Referenzdiode und schnellem Längstransistor könnte Vorteile bringen.

Hallo Michael,
Es gibt viele Parameter, die Einfluss haben. Versorgungsspannung, eingestellte Reglerspannung, auch Laststrom.

LM317 / 337 sind nicht zu langsam. Die regeln ja nur die vorher bereits nahezu perfekt geglättete Gleichspannung auf den eingestellten Sollwert. Sie sitzen also nicht direkt hinter dem Gleichrichter, da sind noch Lade- /Siebelkos und eine Siebdrossel hoher Induktivität dazwischen. Alleine der Ladeelko am Brückengleichrichter-Ausgang genügt, dass die Regler damit gut zurechtkommen. Unterdrückung von Schaltpeaks und HF ist ein gesondertes Kapitel. Ich zeige die Schaltung noch, kommt alles nach und nach.

Eine Spannungsregelung mit Referenzdiode widerspräche der anfangs gelisteten Vorgabe.
Die Ausgangsspannung soll nicht nur stabilisiert sein, sondern zusätzlich im Bereich von ca. 3 V bis 30 V variabel wählbar. Bei einer Stabilisierung mit Referenz-Zenerdiode und Längstransistor wäre die Ausgangsspannung festgelegt. Nachfolgende lastunabhängige Abschwächung der Spannung wäre in dem Fall vergleichsweise aufwändiger, denn ein einfacher variabel einstellbarer Spannungsteiler wäre lastabhängig, also nicht mehr stabilisiert.


Gruß
Reinhard

Nochmal zurück zur Frage:
"Wann sehe ich Sperrwandler-Verhalten (dann wäre ein Trafo mit Luftspalt ratsam) und wann Flusswandler-verhalten (dann ist ein Trafo ohne Luftspalt richtig)?"

Das ist jetzt teilweise aufgeklärt.
Grundsätzlich ist diese Schaltung ein Eintakt-Flusswandler - auch wenn der NE555 die Spule der Primärwicklung direkt, also ohne Schalttransistor - treibt.

Ich hatte vorher mal Flusswandler-Verhalten gesehen, dann wieder Sperrwandler-Verhalten und war verwirrt.
Grund war bei der MOSFET-version ein RC-Snubber, den ich über die Primärwicklung gelegt hatte, in anderen nicht. Und dieser RC-Snubber dreht offenbar die Phase, so dass aus dem Flusswandler ein Sperrwandler-Verhalten wurde. Das ist mir jetzt klar geworden, nachdem ich diesen Snubber entfernt bzw. durch einen reinen (Zener-)Diodensnubber ersetzt hatte. Damit gab es wieder das hauptsächliche Flusswandler-Verhalten in allen Fällen.
Ich habe meine vorherigen Beiträge diesbezüglich korrigiert und mit Nachtrag ergänzt.

Allerdings zeigt die Darlington Schaltung immer noch zu 75% Sperrwandler-Verhalten, wenn das RC-Snubber-Glied entfernt und durch ein (Zener)-Diodenglied ersetzt ist. Ich glaubte erst, ich hätte die Sache enträtselt, aber tatsächlich immer noch nicht vollständig.

Übrigens kann auch die Orientierung der Spulen (Wicklungen) in der Simulation verwirren, da die Ergebnisse davon abhängen, wie der Wickelsinn der Spulen zueinander ist. Da habe ich auch Lehrgeld gezahlt. Aber ich habe darauf geachtet, dass die Spulenorientierung in allen Fällen identisch ist.

Gruß
Reinhard

Ich komme zur MOSFET-Version des DC-DC-Wandlers und zeige den Gang der Entwicklung zum besseren Veständnis, was ich und warum gemacht habe.

Zur Erinnerung...warum MOSFET?
Aufgrund der grösseren parasitären Kapazitäten in normalen Transistoren und besonders in Darlington Transistoren, schalten diese langsam. Dabei wird unnötig Verlustwärme produziert. Die Schaltzeit (Anstieg der Schaltflanke) wird noch grösser, wenn der Serienwiderstand hinter dem NE555 Ausgang vergrössert wird, da dieser Widerstand mit der Schalttransistor-Eingangskapazität zusammen einen Hochpass bildet. Beim Mosfet ist es die Gate-Source-Kapazität. Je kleiner diese Kapazität iund der Gate-Vorwiderstand st, umso steiler ist die Schaltflanke. Je steiler die Schaltflanke, um so besser der Wirkungsgrad, um so heftiger fallen allerdings die Schaltstörungen aus. Ich Danke Christian, der bei unseren Vor-Diskussionen in unserer Dreier-Runde (Andreas, Christian mit mir) darauf aufmerksam gemacht hat.

Hier mein MOSFET-Startpunkt, den ich kurz erkläre und zeige, was anschliessend und warum geändert wurde:

• Betriebsspannung U_b: hier 12 V DC
  
• C4 ein Elko großer Kapazität und kleinem ESR zum Abfangen von Schaltspitzen/Störungen
  
• L1, L2, L3 der anfangs beschriebene Trafo aus dem PC-ATX-Netzteil, von dem die Wicklung mit 800 µH als Primärwicklung (L1) und die beiden verbundenen Wicklungen mit je 1,6 mH als Sekundärwicklungen (L2 und L3) verwendet werden. Der Mittenabgriff definiert GND sekundärseitig
  
• C1 am NE555 ist 2,2 nF, damit ist die Rechteck-(Schalt)frequenz auf ca. 95 kHz festgelegt. Tastverhältnis ca. 1:1 (verwendet man einen der NE555 online Rechner, muss man darauf achten, dass man den Rechner für die Schaltungsversion mit Diode hat)
  
• Die Dioden des Brückengleichrichters sind schnelle Schottky-Dioden 1N5819 (bis 40 V /1 A) mit kleiner Vorwärtsspannung um Verluste zu minimieren. "Normale" (=langsame) Dioden sind bei der Schaltfrequenz nicht mehr geeignet
  
• Ladekondensatoren hinter der Gleichrichterbrücke: 470 µF / 50 V
  

• Wahl des geeigneten MOSFET:
  

Schaut man auf besten Wirkungsgrad bei hoher Schaltfrequenz, wäre ein Typ mit besonders kleiner Ein- und Ausgangskapazität erste Wahl. Da aber die erzeugten elektromagnetischen Störungen, die an den Schaltflanken entstehen, damit schwerer zu bändigen sind, steht das Kriterium "steile Schaltflanke" in dieser Anwendung nicht an vorderer Stelle, denn auch langsamere MOSFETs schalten immer noch schnell genug für diese Anwendung 50-100 kHz). Es ist sogar so, dass langsamere MOSFETs, also solche mit höherer Ein- und Ausgangskapazität für Schaltnetzteile bevorzugt werden.

Es kommen z.B. infrage (Eingangskapazität >1000-5000 pF, Ausgangskapazität >200-1000 pF):
IRF540
IRF740
IRFP240
IRFP460A

Ich habe mit IRFP240 und IRFP460A etwas mehr Leistung bekommen als mit dem IRF740. Das kann an dem etwas grösseren Drai-Source on-Widerstand des IRF740 gelegen haben. Ich habe mich schliesslich für den IRFP460A entschieden, den ich aus dem PC-ATX-Schaltnetzteil ausgeschlachtet hatte. Es ist der "langsamste" MOSFET der vier aufgezählten Beispiele.

• Dämpfungsglieder (Snubber)
  

Im Moment des Öffnen des MOSFETs entsteht an dessen Drain (= an L1) eine große kurzzeitige Gegenspannung-Induktionsspitze von ggf. bis über 200 V, die u.U. den MOSFET zerstören kann. Dieser Puls ist auch wegen seiner elektromagnetischen Störwirkung sehr schädlich, er muss beseitigt werden. Eine einfache Möglichkeit dazu ist die 24 V / 5 W Zenerdiode (1N5359B) über Drain-Source des MOSFETs. 24 V deshalb, weil der obere Rechteckspannungspegel bei U_b von 12 V gerade 24 V erreicht. Jeder Pegel darüber wird von der Zenerdiode einfach gekappt. Das führt beim Schalten zu einer sehr sauberen oberen Rechteckflanke der Drain-Spannung ohne Induktionsspitze:




Zugehörige Gate-Spannung, die den MOSFET treibt, ist ein 11 V Rechteck:



Bei kleinerer Ub, z.B. bei Ub=8,5 V gibt es aber eine hochfrequente Schwingung (ringing) auf der Drainspannung, die von der Zenerdiode nicht mehr gekappt wird:




In der Simulation zeigte sich auf den Ausgängen der Sekundärwicklung (Gleichrichter-Eingänge) eine hochfrequente Schwingung, die unterdrückt werden musste. Dafür hatte ich zunächst die Primärwicklung des Trafos mit 270-330 Ohm bedämpft, was gute Wirkung zeigte.

Trafo-Spannung an Sekundärspule (Gleichrichter-Eingang) bei 300 Ohm Bedämpfung der Primärspule L1:


So sah das ja schon ganz ordentlich aus. Aber dabei gab es noch wenigstens drei Schwachstellen.


Erste Schwachstelle: Zenerdiode über Drain-Source des MOSFET
Funktioniert zwar gut, wenn man immer nur eine feste U_b benutzt, auf die die Zenerspannung der Diode abgestimmt ist (Zenerspannung = 2 x U_b).
Sobald aber die U_b mal etwas höher ist (auch nur versehentlich), wird selbst eine 5 W Zenerdiode überlastet und "brennt durch". Denn die obere Rechteckspannung steigt in dem Fall über die Zenerspannung, was zu einem sehr hohen Diodenstrom führt, der die Diode überlastet. Anders gesagt: Bei variable U_b ist diese Zenerdiodenlösung nicht hinreichend betriebssicher.


Zweite Schwachstelle: Der 300 Ohm Dämpfungswiderstand über L1 verheizt Leistung
Da hilft Nachlesen weiter, wie die Induktionsspitze stattdessen betriebssicherer kontrolliert wird. Z.B. hier: joretronik.de/Web_NT_Buch/Kap9/Kapitel9.html

Man verwendet gerne ein RC-Dämpfungsglied über Drain-Source, kombiniert mit einem weiteren Dämpfungsglied über L1. Das Dämpfungsglied über L1 kann ein sog. "RCD"-Glied sein, bestehend aus Diode in Reihe mit einem RC-Parallelglied. Oder - einfacher zu bemessen - eine Serienkombination "ZD-D" aus Zenerdiode und schneller Diode, die ich verwendet habe:



Ich verwende für das Dämpfungsglied über Drain-Source des MOSFET die Kombination 39 Ohm / 0,25 W und 1 nF / 250 V Folienkondensator. Es gibt zahlreiche YouTube Videos, die die Bemessung dieses Gliedes mehr oder weniger anschaulich beschreiben. Ich habe mich danach gerichtet und bin so auf R= 39 Ohm gekommen. Die Kapazität (1 nF) habe ich anschliessend so bemessen, dass die am Widerstand entstehende Verlustleistung im Bereich 20-80 mW bleibt. Man kann sich dabei nicht allein auf die Simulation verlassen, sondern muss das Ergebnis im praktischen versuch mit dem Oszilloskop kontrollieren und die Bauteilewerte evtl. korrigieren.

Für das Diodenglied über L1: 1N5819 (um die Ub zu sperren) und eine 33V / 5 W zenerdiode 1N5364B. Es geht auch eine 24 V Zenerdiode.


Dritte Schwachstelle: Mangelhafte EMV. Störspannungsspitzen auf dem DC-Ausgang (hinter den LM317/337 Reglern, die selbstredend gem. Datenblatt ordnungsgemäss mir Kondensatoren ergänzt sind):
Ohne die vorgenannten Änderungen und weitere Massnahmen zur Dämpfung der Störspannungsspitzen ist das Bild hinsichtlich der Störspannung trotz der oben gezeigten "schönen" Oszillogrammen von U_Gate, U_Drain und U_sek einfach nur katastrophal, Störungen bis 800 mV_ss an jeder Rechteck-Schaltflanke:


Bei Ub= 12 V, U_out = +/- 15,6 V an je 200 Ohm

Die wirksame Entstörung des SNT wird noch mehr Zeit und Aufwand erfordern.
Ich habe dafür u.a. auch die Rechteckfrequenz des NE555 auf 58 kHz vermindert. Dafür wurde die Kapazität von 2,2 nF um eine Parallelkapazität von 1,5 nF vergrössert. Dahinter stand die Hoffnung, dass eine kleinere Schaltfrequenz auch weniger Störung verursacht. Der Einfluss der Schaltfrequenz war aber nicht deutlich, wenn er denn überhaupt vorhanden war.

Ich gehe in der Fortsetzung auf die Versuche zur Entstörung ein und ihr seht dann, wie weit ich damit bisher gekommen bin.


Gruß
Reinhard

Hallo Michael,

Andreas hat es schon beantwortet.

Eine knackige Zusammenfassung gibt es hier: wolles-elektronikkiste.de/der-mosfet-als-schalter

Wirkungsgrad ist immer auch eine Frage, wieviel Verlust man tolerieren kann. Wird ja als Wärme abgeführt. Der Darlington als Schalter wurde in dieser Anwendung sehr warm, brauchte schon recht großen Kühlkörper. Der MOSFET bleibt kalt. Kleiner Kühlkörper genügt, geht sogar auch gut ohne in meiner Schaltung. Es ist nicht so sehr eine Frage der slew rate, sondern eine Frage, wie lange der Transistor braucht, um überhaupt zu schalten. Der MOSFET schaltet augenblicklich, synchron mit dem Gate-Signal. Der Junction-Transistor braucht dafür etwas Zeit (untenstehend: bis zum Öffnen). Dadurch bleibt in der untenstehenden Testschaltung der BJT zu lange im leitenden Zustand und verheizt dadurch unnötig Leistung.

Demo:
Schaltvergleich Leistungs-MOSFET gegenüber Leistungs-BJT (MJ15003_Mot) mit 50 kHz Rechteckansteuerung



rot = BJT (MJ15003_MOT)
blau = MOSFET (IRFP240)
Ugen = Rechteck-Ansteuerung 12 V /50 kHz

In dieser Testschaltung-Simulation erzeugt der MOSFET 0,9 W Verlustleistung, der BJT aber bereits 2 W.




Gruß
Reinhard