Körting "Low-Fi" 1968-1970

Hallo Rolf,

die Geräteserie mit dem Verstärker 1040, auf die Du Dich beziehst, ist die Nachfolgelinie von 1973 (vorher, ab 1971/72, gab es den A710 und "Multisound", der 1040 war in vielen Aspekten denen ähnlich: radiomuseum.org/r/korting_a710.html) und war damals eine völlig neue Konstruktion, keine Eisen-Übertragerendstufe mehr und nicht mehr Germaniumtechnik, sondern voll Silizium (aber noch keine symm. Versorgung, daher noch mit Ausgangselkos). Es gibt technisch und optisch keine Ähnlichkeit zu der von mir angesprochenen Linie. Das war im Vergleich zur 1968er "Low-Fi" Serie schon ein Quantensprung nach vorne. Die technischen Daten sind ausnahmslos sehr viel besser, insbesondere die Verzerrungen.

Du siehst das auch am Innenleben, das wie Dir ja auch aufgefallen, völlig anders ist.

Gruß
Reinhard

Danke Stefan,

jetzt erinnere ich mich, den hatten wir hier im Forum schon mal kurz besprochen. Ich hatte damals auch dafür eine Simulation gemacht. Der MV2 entzerrt nach CCIR. Aber auch gegenüber RIAA finde ich für ihn mit dem Transistor BC 337 (gibt U_CE = 9V; für BFY 39 III habe ich kein Simulations-Modell) und dem Magnetsystem-Modell für Audio Technica AT 13 sowie 100pF Kabelkapazität eine Verstärkung von 38 dB (Grundig nennt 36 dB) und nur eine Abweichung von +/- 2 dB innerhalb von 30 Hz bis 14,5 kHz. Wenn das auch mit dem BFY 39 so wäre, würde der MV2 fast die Anforderungen der HiFi-Norm DIN 45500 von 1966 erfüllen. Für 1965 war das Spitze!

Der MV2 ist auch kurz im RMOrg besprochen (radiomuseum.org/r/grundig_stereo_entzerrer_vorvers_2.html)
Die dort gezeigte Simulation der Übertragungsfunktion ist falsch, da als Signalquelle einfach ein Sinusgenerator mit 47k Ausgangsimpedanz angenommen wurde. Deshalb hat die damit erhaltene Funktion eine katastrophale Abweichung und das würde bedeuten, dass der MV2 völlig unbrauchbar wäre- was er aber bekanntermassen nicht war. Was mich dabei wundert....Das wurde dort einfach so akzeptiert? Es gab dazu ja keinen Kommentar/Frage in dem Sinne "Diese Übertragungskurve kann doch so nicht stimmen!?" Auch dem Autor selbst hätten Zweifel kommen müssen, angesichts seines Ergebnisses.

Gruß
Reinhard

Hallo Michael,

das stimmt, was Du schreibst.
Hängt schon vom verwendeten System auch noch ab, aber sooo enorm stark, wie die dort gezeigte Frequenzkurve abweicht, auch wieder nicht. Will sagen...der MV2 gibt in der korrekt durchgeführten Simulation mit jedem der allgemein üblichen Magnetsysteme (MM) eine Übertragungskurve, die von 40 Hz bis 12,5 kHz nicht mehr als +/- 4 dB vom Soll (CCIR) abweicht. Ich hab's durchprobiert. Niedrige Induktivitäten, wie sie moderne (heutige) MM-Systeme oft haben, harmonieren mit dem MV2 weniger gut als höhere Induktivitäten.

"Dort ist man nicht so genau wie hier..."
Dazu gibt es vermutlich noch alternative Erklärungen.

Gruß
Reinhard

Es gibt Missverständnisse. Deshalb meinerseits eine Präzisierung des Sachverhalts:

1. Die bei RMorg gezeigte Übertragungskurve ist exakt die, die man für die dort simulierte Schaltung bekommt (die bekomme ich auch genau so, wenn ich jene Schaltung zugrundelege). In dem Sinne ist das Ergebnis der Simulation für die dort gezeigte Schaltung richtig, da hat Rolf natürlich recht! Meine Annahme, dem Autor hätte das Ergebnis als "unstimmig" auffallen müssen, stimmt deshalb nicht. Ich hatte fälschlich vorausgesetzt, das Ziel wäre die Übertragungsfunktion unter "realen" Anwendungsbedingungen gewesen. Das war aber zu weit gegriffen, Übertragungsfunktion unter Messbedingungen ist hier korrekt (Danke Rolf!).

2. Die Simulation ist aber für den MV2 trotzdem falsch, da die in der Simulation (RMorg) verwendete Schaltung für C9 eine Kapazität von 15 µF hat (radiomuseum.org/forumdata/upload/Schaltung%5FMV2%2Ejpg). Im MV 2 ist diese Kapazität - so wie im Grundig MV2 Schaltplan gezeigt - aber 50 µF. Deshalb ist die Schaltung, auf die sich die Simulation bezieht, falsch (ist nicht die des MV2).

Ein "Vertipper" oder "Verleser" ist leicht passiert. Darauf hinzuweisen, ist legitim.



Meine ursprüngliche Meinung, dieser Fehler wäre am Ergebnis leicht erkennbar gewesen, muss ich allerdings revidieren. So leicht erkennbar nicht, da sich C9 nur im Tiefbassbereich auswirkt.

3. Rolf hat auch recht, dass man auf die tatsächlichen Messbedingungen abstellen muss. Und da hat man ja Wahlmöglichkeiten.
Zur Beurteilung der Eigenschaften in der Anwendungspraxis sollte diese bestmöglich nachgebildet sein, deshalb beziehe ich dafür das Magnetsystem in die Simulation ja ein. Andernfalls ist DAFÜR eine Übertragungsfunktion, die unter anderen Bedingungen ermittelt wurde, nicht immer aussagekräftig.

Es gibt ja darüber gar keine Meinungsverschiedenheit unter uns.

Gruss
Reinhard


PS: Zur RIAA Einhaltung des A710 Entzerrers und dem Kommentar dazu in der Zeitschrift kann ich noch nichts beitragen, da ich mich mit dem noch nicht beschäftigt habe.

Ich habe heute ziemlich viel Zeit damit verbracht, nachzuprüfen, ob die Änderung des Verstärkers von Ge-Transistoren auf Si-Transistoren wirklich so einfach möglich ist, wie ich mir das vorgestellt hatte und wie die ersten Simulationen vermuten liessen.

Zu den dabei aufgetauchten Fragen und Überlegungen wollte ich Euch hier berichten.

Zunächst hatte ich bereits zwischenzeitlich die Treibertransistoren für die ich anfangs die Si-Typen BD440 vorgesehen hatte, auf BD140 geändert und diese Änderung auch in meinem letzten Post dazu eingepflegt. BD440 ist einfach überdimensioniert und in der Simulation gab das BD140 Modell auch besseren Klirrfaktor in der Schaltung als das BD440 Modell.

Dann hatte ich mir die Dimensionierung der Gegenkopplung näher angesehen, so wie sie in der originalen Körting Schaltung vorhanden ist. Wenn ich diese Gegenkopplung so belasse, dann beträgt (Simulationsergebnis) nach dem vorgesehenen Umbau der Treiberstufe und Endstufe auf Silizium die open-loop Verstärkung 60dB und die closed-loop Verstärkung 41 dB bei 1 kHz. Daraus errechnet sich der Anteil der Gegenkopplung bezogen auf die Ausgangsspannung von 0,008 (negative feedback fraction, beta). Dieser Gegenkopplungsanteil ist vorwiegend durch den Widerstand R528 (und bei höheren Frequenzen auch durch den parallelen 1000pF Kondensator) bestimmt, je kleiner der Widerstand ist, um so grösser die Gegenkopplung, aber um so kleiner natürlich die letztlich resultierende (closed loop) Verstärkung.

Da Körting auf hohe Eingangsempfindlichkeit abgestellt hat, weil a) der zugehörige Tuner wenig Ausgangsspannung liefert (nur 80 mV) und b) der einstufige Phono-Entzerrer nicht hoch genug verstärkt (mit BC179 nur ca. 25 dB), musste an dieser Stelle ein Kompromiss gemacht werden. Die hier ziemlich gering bemessene Gegenkopplung kann in der Germaniumversion daher nicht einfach vergrössert werden. Ob in der Germaniumversion die Verkleinerung von R516 das ggf. doch ermöglichen würde (so wie bei der Siliziumversion), vermag ich nicht zu sagen.

Ich wollte beim Umbau auf Silizium die Verzerrungseigenschaften und Bandbreite über die mit der ursprünglichen Germaniumbestückung möglichen Werte versuchen, zu verbessern. Dafür bot sich an, die derzeit sehr geringe Gegenkopplung etwas (d.h. massvoll) zu vergrössern, sofern die Stabilität darunter nicht leiden würde. Ich habe mich dabei an publizierten allgemeinen Erfahrungswerten orientiert und dabei auf eine Verdopplung des Gegenkopplungs-Anteils auf ca. 0,016 angestrebt. Dabei kam zuhilfe, dass sich in der Simulation (in der Variante mit Si-Transistoren) die verringerte closed loop Verstärkung bei Änderung von R528 von 3,3k auf 1,5 k durch Verkleinern des Emitterwiderstands von R516 von 39 Ohm auf 22 Ohm nahezu vollständig kompensieren liess, ohne dabei den Arbeitspunkt von T562 nachteilig zu beeinflussen, was sich andernfalls auf den Klirrfaktor nachteilig ausgewirkt hätte.

Diese Änderungen liessen in der Simulation keine Nachteile erkennen (kein Schwingungen, Verschlechterung von Phasenmarge, kein Nachteil auf Kosten von THD, Gesamtverstärkung, usw.). Aber ich war bei der Simulation mit einem höheren Ruhestrom von T564 von 45 mA konfrontiert, der bei der auf Si umgestrickten Schaltung auch durch die Primärspule des Treiberübertragers fliesst. In der Ge-Originalschaltung sind es nur 24 mA. Die Verdoppelung wirft die Frage auf, ob der Übertrager den doppelten Strom vertragen würde. Ich hatte Zweifel und wollte deshalb den Strom auf unter 30 mA begrenzen. Das liess sich glücklicherweise durch Vergrössern des Emitterwiderstands R522 von 180 Ohm auf 270 Ohm erreichen, auch hier sind dadurch keine Nachteile erkennbar gewesen.

Im Endstufenbereich ("jenseits des Treiber-Übertragers") mussten Ruhestrom und Mittenspannung angepasst werden. Das liess sich durch iterative Veränderung des Werts von R006 (Vorwiderstand von Poti R904) und von R010 im Wechsel machen. Im Ergebnis resultierte für R006 der Wert von 390 Ohm (statt 470 Ohm in der Ge-Schaltung) und für R010 der Wert von 680 Ohm (statt 560 Ohm in der Ge-Schaltung). In der Simulation war der Ruhestrom der Endtransistoren 30 mA +/- 6mA (T1455 und T1456 = MJE15031).

Die Vorarbeiten "auf dem Papier/dem PC" sind damit so weit gediehen, dass ich als nächstes den Plan praktisch angehen kann. Auf Überraschungen dabei bin ich allerdings gefasst.

Soweit das Ergebnis der Planung für den Silizium-Umbau (angegebene Spannungen für heutige Netzspannung von 238V):




Simulation Gesamtverstärkung (Amplitudenfreqienzgang) und Phasenfrequenzgang:




Simulation Klirrfaktor bei Vollaussteuerung, 10W an 4 Ohm:




Wenn das real am Ende alles so herauskäme wie in der Simulation, wäre das Glück perfekt!


Gruß
Reinhard

Hallo Christian, Mitleser,

in den späteren 1969/70 Modellvarianten dieses Verstärkers (821/764 und 821/772) hat Körting den Gegenkopplungskondensator von 1000 pF auf 3300 pF erhöht, den parallelen Gegenkopplungswiderstand aber bei 3.3 kOhm belassen. Das gibt dann einen besseren Klirrfaktor ab 5 kHz und darüber (dort wurde es ja eng mit den 1% Klirr nach DIN).

Ich habe ja jetzt stattdessen vorgesehen, den Gegenkopplungs-Widerstand auf 1,5k zu verkleinern, wie oben geschrieben. Wenn ich zusätzlich auch noch die Kapazität des Kondensators erhöhe, dann bekomme ich in der Simulation ab 1500 pF (und mehr) bei niedriger NF (30 Hz und darunter) eine HF-Schwingungsraupe auf dem Sinus. Die wird offenbar dadurch angestossen, dass bei ca 15 Hz Phasenverschiebung von 180°besteht. Normalerweise hat man so ein Problem ja bei hoher Frequenz, hier sehe ich es bei tiefer. Ich kann die Kapazität gefahrlos (simuliert) allerdings auf 1200 pF erhöhen und das werde ich versuchen. Klirr wird damit nochmal ein wenig besser.

Ja Käfer -> Golf ist ein passender Vergleich. Oder auch Trabbi -> Wartburg! Vielleicht sogar der Wartburg mit Golf-Motor?
Ich bin auch auf die Intermodulationsverzerrungen nach dem Si-Umbau gespannt. Wenn es gelingt, den Klirr bei 20 kHz niedrig zu bekommen, besteht auch da gute Hoffnung.

Gruß
Reinhard

PS:

Simulations-File LTSpice (.asc) für den Körting Verstärker (ohne Phono-Entzerrer) in der Silizium Version. Änderungen vorbehalten. Nach Herunterladen bitte den Dateinamen-Anhang ".txt" entfernen, dann wird das File von LTSpiceVII als .asc file erkannt:

Körting A500 Verstärker Si_version_a.asc.txt


Ich hatte bei den Simulationen Versagen des LTSpice BD140 ST Transistormodells beim Klirrfaktor gefunden und aus meiner LTSpice Modellsammlung rausgeworfen (auch das Modell für den BD139 ST). Dagegen arbeiten die Modelle für "BD140 Fairchild" und "BD140 Cordell" ähnlich und beide ohne diesen Defekt. Heute sind die BD140ST Modelle aber automatisch wieder in der Modell-Liste (selbsttätig nachgeladen?) und arbeiten nun auch einwandfrei! Es war wohl was "corrupted" - das jetzt wieder ok ist.

Auf jeden Fall:
Dies BD140 Modell funktioniert gut (das C in BD140C und BD139C steht für Bob Cordell):

.MODEL BD140C pnp IS=120e-15 BF=113 VAF=140 IKF=1.5 ISE=1000e-15 NE=1.5 NF=1 RB=5 RC=0.01 RE=0.1 CJE=220e-12 MJE=0.35 VJE=0.7 CJC=68e-12 MJC=0.35 VJC=0.6 XCJC=0.5 FC=0.5 TF=320e-12 XTF=10000 VTF=35 ITF=20 TR=100e-9 BR=25 IKR=0.1 EG=1.2 XTB=1.5 XTI=3 NC=1.4 ISC=7e-12 NR=1.0 VAR=8 IRB=0.01 RBM=0.01 mfg=CA041311

.MODEL BD139C npn IS=150e-15 BF=260 VAF=99 IKF=1.2 ISE=70e-15 NE=1.2 NF=1.0 RB=5 RC=0.01 RE=0.08 CJE=293e-12 MJE=0.33 VJE=0.67 CJC=49e-12 MJC=0.39 VJC=0.52 FC=0.5 TF=585e-12 XTF=10000 VTF=35 ITF=20 TR=10e-9 BR=78 IKR=0.14 EG=1.21 XTB=1.14 XTI=3 NC=1.45 ISC=19e-12 NR=1.0 VAR=7.5 IRB=0.03 RBM=0.001 XCJC=0.53 mfg=CA041311

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Auch die BD140 Fairchild Modelle funktionieren gut, kleine Unterschiede:
.MODEL BD140 PNP ( IS=2.9537E-13 BF=201.4 NF=1.0 BR=23.765 NR=1.021 ISE=1.8002E-13 NE=1.5 ISC=7.0433p NC=1.38 VAF=137.0 VAR=8.41 IKF=1.0993 IKR=0.10 RB=1.98 RBM=0.01 IRB=0.011 RE=0.1109 RC=0.01 CJE=2.1982E-10 VJE=0.7211 MJE=0.3685 FC=0.5 CJC=6.8291E-11 VJC=0.5499 MJC=0.3668 XCJC=0.5287 XTB=1.4883 EG=1.2343 XTI=3.0 Vceo=80 Icrating=3 mfg=fairchild)

.MODEL BD139 NPN ( IS=2.3985E-13 BF=244.9 NF=1.0 BR=78.11 NR=1.007 ISE=1.0471E-14 NE=1.2 ISC=1.9314E-11 NC=1.45 VAF=98.5 VAR=7.46 IKF=1.1863 IKR=0.1445 RB=2.14 RBM=0.001 IRB=0.031 RE=0.0832 RC=0.01 CJE=2.92702E-10 VJE=0.67412 MJE=0.3300 FC=0.5 CJC=4.8831E-11 VJC=0.5258 MJC=0.3928 XCJC=0.5287 XTB=1.1398 EG=1.2105 XTI=3.0 Vceo=80 Icrating=3 mfg=fairchild)

Derweil ich noch auf den Zugang von TO-220 Isolierbuchsen warte, um die MJE15031 einbauen zu können, habe ich einen Simulationsvergleich der Verzerrungseigenschaften gemacht:

a) ...nur die Germaniumtransistoren durch die vorher genannten Siliziumtypen ersetzt und bei der Endstufe die bezeichneten Widerstände ersetzt und Symmetrie und Ruhestrom neu eingestellt
b) ...zusätzlich noch den Gegenkopplungsfaktor ca. verdoppelt und die Widerstände auf der Treiberplatte neu angepasst (Verstärkung und Arbeitspunkte) - so wie letztlich von mir geplant und im Schaltplan eingezeichnet.

Ergebnis:
Die Neueinstellung mit erhöhter Gegenkopplung und neu angepassten Arbeitspunkten der Transistoren reduziert die Verzerrungen um mehr als die Hälfte, sowohl Klirrfaktor (THD) als auch statische Intermodulation und dynamische Intermodulation. Das konnte erwartet werden.

1. Der Klirrfaktor bei 1 kHz und 10W Ausgangsleistung an 4 Ohm (Vollaussteuerung) verbessert sich von 0,5% auf 0,2%:




2. Die statischen Intermodulationsverzerrungen (IMD) für 18 kHz / 19 kHz 1:1 (Zweitonverfahren) verbessern sich von 0,50% auf 0,18%:



Es wurde ausser der Intermodulation 2. Ordnung (f₂-f₁) auch die 3. Ordnung mit den beiden Komponenten (2f₁ -f₂) bei 17kHz und (2f₂-f₁) bei 20 kHz einbezogen.


3. Die TIM-Verzerrungen (DIM100) verbessern sich von 0,35% auf 0,16%:



Wenn der Verstärker Rechtecksignale wiedergibt (wie bei der TIM-Messung), muss darauf geachtet werden, dass er nicht übersteuert wird. Dafür muß die Amplitude auf das 0,7-fache (Wurzel aus 2) zurückgenommen werden, denn der Scheitelfaktor eines entsprechenden Rechtecksignals ist "1", der vom Sinus nur "0,7". D.h. bei gleicher Amplitude und Lastwiderstand gibt der Verstärker bei einem Rechtecksignal die doppelte Leistung ab. Hier beim Körting würden bei einem Rechteck der Amplitude 9V an 4 Ohm (beim Sinus sind das 10W an 4 Ohm) die Endstufensicherungen auslösen. Bei Verstärkern mit Schutzschaltung würde diese wegen zu hohem Strom auslösen. Bei der Simulation der TIM / DIM-Verzerrungen wurde dementsprechend ebenfalls die Rechteck-Amplitude am Lastwiderstand auf 6V begrenzt.


Gruß
Reinhard

Hallo Wolfgang,

ich hatte ja geschrieben, dass ich die Daten der Treibertrafos nicht habe und deshalb bei der Simulation dafür eine Annahme (sog. "educated guess") mache. Die erhebt keinen Anspruch auf Richtigkeit. Ich habe ausprobiert, dass sich die Schlussfolgerungen für den relativen Vergleich Ge /Si nicht wesentlich ändern, wenn ich die Induktivitäten verdopple oder halbiere oder die Ohmschen Widerstände entsprechend ändere. Für höhere Ansprüche an die Genauigkeit, z.B. Bandbreite, Grenzfrequenzen, macht das aber schon einen Unterschied - in dem Fall muss man den Treibertrafo ausmessen.

Für Treiberübertrager ist ein Induktivitätsverhältnis 5:1 (prim: sek.) häufig. 0,5H primär habe ich genommen, da nach Schaltplan der DC-Spannungsabfall über die Wicklung nicht gross ist, so dass bei mir der Gleichstromwiderstand ca. 20 Ohm (nicht höher als 50 Ohm) sein müsste. Mit hoher Induktivität von >1H müsste er über 100 Ohm liegen. Wenn man es genauer wissen will, muss man den Treibertrafo ausbauen, die Gleichstromwiderstände der Wicklungen, die Impedanzen und Induktivitäten mit dem LCR-Meter messen. Das habe ich mir in diesem Fall gespart, weil ich es nicht so genau gebraucht habe.

Ohne Not würde ich den SV50 nicht auf Si umrüsten. Soll heissen, nur wenn er defekt wäre und passender Ge-Ersatz wirklich nicht mehr erhältlich. Ist sonst viel zu schade dafür. Zu seiner Zeit (1964) war er einer der ersten Transistorverstärker und ist damals nach dem höchsten Standard konstruiert worden. Das ist ja eine ganz andere Liga! Jede Germaniumschaltung lässt sich auch nicht so einfach auf Si umstricken, wie die vom kleinen Körting.

Simulation:
Ja, ärgerlich, dass ein einfaches Spannungsteiler-Poti nicht in der LTSpice Standardbibliothek schon vorhanden ist. Man muss es nachrüsten und in der Schaltung entsprechend jeweils die Werte für Gesamtwiderstand (R) und Teiler-% (Val) eintragen.

* D:\Program Files (x86)\LTC\LTSpiceXVII\lib\sym\Misc\pot.asc
R1 1 2 {Ra}
R2 2 3 {Rb}
.param Ra = R * (1 - Val/100)
.param Rb = R * (Val/100)
.backanno
.end

und
pot.asy.txt
(.txt Endung nach Herunterladen entfernen!)



Gruß
Reinhard

Hallo Wolfgang,

Zu Deinem Grundig SV50:

Bei den Treibertransistoren AC153 (oder AC128) und den Endtransistoren AD131 ist es wichtig, dass in einem Kanal beide Transistoren des Paars AC153 (AC128) und auch beide Transistoren des Paars AD131 die gleiche Verstärkung und gleichen Kennlinienverlauf haben. Deshalb sollen sie aus derselben Fertigungscharge sein und die Verstärkung muss so gemessen werden, wie es in der Grundig Service Anweisung steht. Andernfalls gibt es genau das Problem, das ich ja jetzt bei dem Körting Verstärker habe - hohe Klirr- und Intermodulationswerte, weil die AL103 (und vielleicht auch die AC132) bei mir (inzwischen) zu stark verschieden sind.

Du kannst übrigens nicht AD131 durch AD133 ersetzen! Das müssen schon AD131 sein. Die Spannungsfestigkeit der AD133 reicht nicht aus! Du hast bereits 19V Betriebsspannung (lt. Plan 17,5V bei 220V, jetzt bei 238V mehr). Dazu kommt dann noch die Scheitelspannung bei der Verstärkung des NF-Signals. Bei 20W/4 Ohm Ausgangsleistung sind das zusätzlich ca. 13V, macht also schon über 30V, die der Transistor "können" muss. Aber Du brauchst auch noch 50% "Sicherheitsreserve" zusätzlich. Also muss der Endtransistor wenigstens 45V U_CE "können". Der AD131 ist für 45V U_CE spezifiziert, der AD133 aber nur für U_CE von max 32V, das reicht nicht.

Gruß
Reinhard

wombel schrieb:

Dein Beitrag hat bei mir aber wieder verstärktes Interesse für den SV50 geweckt.

Gruß
Wolfgang

Das ist schön!

Hallo allerseits,

die letzten Tage bin ich endlich dazu gekommen, den geplanten Umbau des Körting Stereo-Verstärkers auf Siliziumtransistoren in die Tat umzusetzen. Es war am Ende viel mehr Arbeit und Zeit vonnöten als ich gedacht hatte. Allein das Konfektionieren und Anlöten der dreissig Anschlusskabel für die zehn BD140 und MJE15031 Transistoren der Treiber- und Endstufe fühlte sich endlos an. Auch das Anlöten der vielen Kabel an die Lötseite der Sicherungsplatte/Endstufenplatte war mühsam, weil man wegen der Treibertrafos davor nur von oben an die senkrecht stehende Platte und daher entsprechend schlecht drankommt. Gut zu verstehen, dass Körting das Platinenlayout nach kurzer Zeit verändert und die Endtransistoren an die Rückwand verlegt hat. Denn auch in der Fertigung muss dieser Schritt zeitraubend gewesen sein.

Ich habe vor Beginn des Umbaus noch Fotos gemacht, damit ich bei der grossen Zahl der ab- und wieder anzulötenden Kabel später keinen Fehler mache. Auf einem der Fotos sieht man in Bildmitte (was mir beim vorherigen Anschauen gar nicht aufgefallen war), dass die "Kollektorfahne" (Kollektoranschluss) eines der unter dem Chassisboden angeschraubten Ge-Leistungstransistoren nur fast "zufälligen" Kontakt mit der vorgesehenen Lötöse machte. Das noch als bemerkenswertes "Kuriosum", denn die Ge-Transistoren kamen ja danach alle raus.




Das Ergebnis nach "Umstricken" auf Si und rechts zum Vergleich der vorherige Zustand (Abb. aus Körting Service-Anweisung) war dies:




Vorstufen und Treiberstufe mit Treibertrafos nach Umbau (BD140 ersetzen AC124):




Endtreiber nach Umbau (BD140 ersetzen AC132)




Leistungs-Endtransistoren nach Umbau (MJE15031 ersetzen AL103 bzw. AD166):



So wie ich die MJE15031 Transistoren eingebaut habe, besteht grundsätzlich ein Risiko, dass die Transistoranschlussbeinchen nach unten auf die Grundplatte gedrückt werden könnten und dann dort einen Schluss machen können. Jedenfalls, wenn man unbedacht und den Anschlusskabeln herumdrückt. Eine vorbeugende Gegenmassnahme wäre das Aufkleben von isolierendem (Gewebe-)Klebeband auf die Grundplatte unter den blanken Abschnitten der Pins oder - noch besser - Verwendung von grösseren Silikonpads, zum Beispiel solche für TO-3 statt der hier verwendeten Pads für TO-220. Ich habe das bei mir deshalb nicht gemacht, weil ich die Kühlöffnungen im Bodenblech darunter offen halten wollte. Ich bin mir ja des Risikos bewusst und achte peinlich darauf, dass die Pins die Grundplatte nicht berühren. Das nur als Hinweis, dass man es i.a. sicherheitshalber nicht so machen sollte, wie ich es gemacht habe.

Vor der ersten Wieder-Inbetriebnahme ist Pflicht, zunächst zu prüfen, dass kein versehentlicher Kollektor-Masse-Schluss bei der Montage der Leistungstransistoren vorliegt und kein Anschluss vergessen wurde. Die vorübergehende Verwendung von sog. "Angstwiderständen" in den Stromversorgungszuleitungen der Endstufen (in Serie zu den Schmelzsicherungen zwischen den dazu schon vorgesehenen, normalerweise zusammengelöteten Kontaktzungen) ist auch nicht verkehrt. Ich habe dafür 10-Ohm /5W Widerstände verwendet und vorübergehend die 1,2A Sicherungen der Endstufen gegen 600mA getauscht. Über die Angstwiderstände lässt sich der Spannungsabfall als Mass für den Ruhestrom verfolgen, wenn der Verstärker langsam am Trennstelltrafo "hochgefahren" wird. Am Stelltrafo wird die Stromaufnahme und Versorgungsspannung kontrolliert, am Netzteil des Verstärkers die Spannung an den Endstufen. Das verlief alles unspektakulär - alles arbeitete ordentlich. Die Symmetrie (Mittenspannung) liess sich einwandfrei einstellen und die dazu erforderliche Potieinstellung war bei beiden Kanälen symmetrisch. Ein gutes Zeichen.

Nur eins:
Bei 238V Netzspannung betrug der Ruhestrom der Endstufe 80 mA (Spannungsabfall über dem temporär eingesetzten 10 Ohm Angstwiderstand = 0,8V). Das ist deutlich mehr als bei der Schaltungssimulation und noch zuviel, obwohl der dafür "zuständige" Festwiderstand R009/R010 bereits von original 560 Ohm auf 680 Ohm erhöht worden war. Denn auch die Simulation hatte erhöhten Ruhestrom ergeben, aber doch nicht so viel, wie nun gemessen. An dieser Stelle muss ich noch nacharbeiten und den Wert von R009/R010 weiter erhöhen bis ich (hoffentlich) auf < 50mA komme. Ich werde als nächstes 820 Ohm versuchen.



Alle weiteren Prüfungen müssen noch so lange warten, bis auch der Ruhestrom im Soll ist.

Gruß,
Reinhard