FM Marke Eigenbau

      Hallo Reinhard, hallo Mitleser,

      der Eingangswiderstand der ZF-Schaltung liegt, nicht wie bisher angenommen bei 4,7 kOhm, sondern bei etwa 500 Ohm. Das Praxisergebnis deckt sich bei mir auch mit der Simulation. Die blaue Kurve gehört zum in Reihe zur idealen Signalquelle geschalteten Widerstand von 500 Ohm. Dieser Wert ergibt hier 6 dB Pegelverlust, Anpassung. Bei 4,7k ist der Pegelverlust viel höher.






      Was sich aber mit der bisherigen Simulation deckt, ist der notwendige Quellenwiderstand von 47 kOhm für die Primärseite des Filters. Ich habe mit einem 10 µH-Filter und 22pF einen Schwingkreis aufgebaut und über 47 kOhm angeregt. Unter diesen Bedingungen beträgt die -3db-Bandbreite ca. 300 kHz, wie gewünscht.

      Ansonsten habe ich die letzten Stunden damit verbracht, eine ZF-Filterspule umzuwickeln, die Induktivitäten primär und sekundär zu messen, nochmals umzuwickeln, Koppelfaktor bestimmen...
      Das Ergebnis sieht so aus:



      Primärseitig sind es 30 Windungen, von oben bis kurz vor das untere Ende des Wicklungsraumes, um auf 10 µH zu kommen. Der Ferritkern reicht bis ca. zur Hälfte des Wicklungsraumes. Die unteren Windungen sind also noch frei.

      Die Sekundärseite besteht aus 14 Windungen, ganz am unteren Ende des Wicklungsraumes gedrängt und etwas wild gewickelt. Sie ist damit relativ weit vom Ferrit weg, um eine geringe Kopplung zu erreichen.



      Hier mit Ferritschirm und angeklemmten Kurzschlussleitungen für die Sekundärseite während der Bestimmung des Koppelfaktors.

      Für die Messungen der Primärseite habe ich einen 22pF-Kondensator parallel angelötet, eine Seite mit 47 kOhm gespeist und die Frequenz des Meßgenerators auf Pegel-Maximum eingestellt. Nach der Thomson-Schwingkreisformel ergab sich eine Induktivität von 10,5 µH. Bei kurzgeschlossener Sekundärwindung lag der Wert ein wenig niedriger und ergab über die Formel
      K= Wurzel (1- (L_kurzgeschlossen/L_offen)) einen Kopplungsfaktor von 0,20 - 0,25, je nach Kernstellung.

      Die Sekundärspule weist mit ihren 14 Windungen eine Induktivität von 1,4 µH auf.
      Das passt ganz gut, L1/L2 = (N1/N2)^2 umgestellt ergibt: N1 = N2 x Wurzel (L1/L2). Damit komme ich auf 11,2 Windungen. Es sind etwas mehr erforderlich, da der induktivitätserhöhend wirkende Kern in die Sekundärspule nicht eintaucht.

      Die Simulation mit diesen Werten zeigt eine Bandbreite von ca. 400 kHz, da die Bedämpfung durch den Eingangswiderstand des ZF-Verstärkers rückwirkt. Man kann dem gegenwirken und auch noch etwas Pegel in der ersten Stufe herausholen, indem man den Emitterkondensator kleiner wählt. Sein Blindwiderstand, vergrößert durch die wirksame Stromverstärkung des Transistors, bestimmt wesentlich den Eingangswiderstand. Kleinere C-Werte vergrößern diesen und sorgen so für einen höheren Eingangspegel und geringere Rückwirkung und damit auch eine geringere Bandbreite. Sie verringern aber auch die Verstärkung der Stufe. Die Simulation gibt als Optimum 2,2 nF aus.





      Die blauen Kurven gehören zu 10 nF für C1, der grüne Verlauf zu 2,2 nF.

      Die Praxisprüfung muss das natürlich erhärten.

      Viele Grüße,
      Christian
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      chriss_69 schrieb:

      der Eingangswiderstand der ZF-Schaltung liegt, nicht wie bisher angenommen bei 4,7 kOhm, sondern bei etwa 500 Ohm.


      Hallo Christian,

      mea culpa! ;( Ich habe es jetzt mit meiner Methode nachgerechnet und komme nun auch auf 500 Ohm, wie Du. Ich habe keinen Schimmer, wo ich vorher den Fehler bei der Berechnung der Eingangsimpedanz gemacht hatte.

      Es gab aber noch einen bösen Fehler bei mir: in L1/L2 = (N1/N2)^2 hatte ich ^2 vergessen, daher war die Sekundärwindungszahl bei mir für die ermittelten 1,4µH falsch. Man sieht daran, dass ich nie Trafos gewickelt habe und im entscheidenden Moment L~N^2 bei mir nicht korrekt erinnert war. Gut, dass Du das auch berichtigst.

      Ich bin gespannt auf Deine weiteren Ergebnisse.

      Gruß
      Reinhard

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      Hallo Reinhard,

      alles bestens, Du hast keinen Grund, Dich bei mir zu entschuldigen. Ich bin froh über Deine Beiträge und Denkanstöße, sie haben mir wirklich geholfen, die Richtung zu finden. Außerdem habe ich großen Respekt vor Deinen Kenntnissen und Deiner Kommunikationsweise hier. Was die Korrekturen betrifft: Der Mensch irrt, solange er lebt. Wahre menschliche Größe zeigt sich meist in der Akzeptanz dieses Satzes für sich selbst. ;) Und da es hier um alte Radios geht, hat eine sachliche Fehleinschätzung nie wirklich tragische Konsequenzen.

      Herzliche Grüße,
      Christian
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      Zwischenstand:

      Die bestellten FM-Spulen sind eingetroffen. Sie weichen aber vom Original doch deutlich ab. Der Windungsabstand ist viel enger, die 2,5 Windungen liegen dicht an der Platine und sind gerade einmal 0,8 mm voneinander entfernt. Beim Original ist das wesentlich mehr. Insgesamt ist die Wicklung also deutlich kürzer.

      Die erste Inbetriebnahme lief eher enttäuschend. Mit BF256B in beiden Positionen fehlten nach dem Abgleich etwa 50 dB an Empfindlichkeit im Vergleich zum Eigenbau. ZF-Filter und Zwischenkreis besitzen ein deutlich ausgeprägtes Maximum, auch die Bandbreite an ZF-Ausgang kommt in den Bereich von 300-400 kOhm, wie gewünscht.

      Die Mischstufe zeigt zwar eine deutliche Reaktion auf Drehen am Abgleichkern der Spule am Gateanschluss. Aber ich muss den Kern ganz hineindrehen, ein deutliches Maximum ergibt sich nicht. Mindestens diese Spule muss ich wohl nochmals verändern. Die Eingangsstufe macht nach meiner Einschätzung kaum Verstärkung. Speise ich die Spule am Gate der Mischstufe direkt mit dem HF-Generator, kommt die Signalanzeige bis zum Maximum. Speise ich dasselbe HF-Signal über den Antennenanschluss ein, reicht die Anzeige nur bis zur 5.

      Tests mit BF245b, KP303e, KP305e brachten ähnliche Ergebnisse, leicht schlechter sogar.


      Viele Grüße,
      Christian
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      Hallo Christian,

      kann schon sein, daß der Eingangstransistor noch nicht einmal so viel verstärkt, wie im Bandfilter (gebildet aus Zwischen- und Mischerkreis, im Sylvania Plan L6/L8, beide sind schwach induktiv gekoppelt) verlorengeht. In einer Simulation mit einer etwas vereinfachten Schaltung, diesem Sylvania-Fall nachempfunden, bleibt nach dem Bandfilter 15dB weniger als vor dem HF-Eingangstransistor. Ich denke, dass das Bandfilter auf kritische Kopplung (max.) abzugleichen ist. Aber: Hmmm... auch in der Simulation macht der FET keine Verstärkung, er ist so eingebunden, wie in der Sylvania Schaltung. Was ist da falsch?

      In dieser Simulation habe ich auf 97 MHz "abgeglichen" (C auf einen ca. Schätzwert festgelegt und L für jeden der beiden Kreise auf Resonanz bei 97 MHz gebracht).
      Es ging mir hier um eine grobe Abschätzung der Wirkung des Eingangstransistors relativ zum Verlust durch das Bandfilter. Ob die Bandbreite hier richtig herauskommt, darauf habe ich nicht abgestellt ist wesentlich durch die Stärke der Kopplung ab, also vom Abstand der beiden Spulen u.ä. (hängt auch noch etwas von Quell- und Lastimpedanzen ab, die stimmen hier noch nicht, jedenfalls habe ich dafür an dieser Stelle nur "Hausnummern" eingesetzt). Mit stärkerer Kopplung gibt es den Doppelhöcker, anfangs noch "flat top".

      Sind beide Kreise (Zwischen- und Mischerkreis optimal abgeglichen, erzeugt Verstimmen des Mischerkreises ein Doppelmaximum, dessen zweiter Höcker von der Sollfrequenz mit zunehmender Verstimmung wegwandert. Dabei bleibt einer der beiden Höcker auf der Sollfrequenz, nimmt mit der Stärke der Verstimmung in der Höhe ab. Der andere, wegwandernde Höcker wird dagegegen zunehmend stärker. So in der Simulation. Davon abgeleitet, sollte zunächst der Zwischenkreis auf Maximum gestellt werden und danach der Mischerkreis. Danach überprüfen, dass es insgesamt nach dem Mischerkreis kein Doppelmaximum gibt, das Maximum soll ausgeprägt und symmetrisch sein (rote Kurve).





      Gruß
      Reinhard

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      Hallo Christian,

      natürlich muss die Quellenimpedanz (Antenneneingang) auf 75 Ohm. Dann klappt es und der Eingangstransistor verstärkt. Das Problem sass mal wieder vor dem Bildschirm.

      Zwischenkreis und Mischerkreis auf 97 MHz
      Eingangs-HF: 1mV eff (75 Ohm), Sweep 87MHz bis 107 MHz (-1 dB am Antenneneingang)
      Transistor überbrückt: -15 dB bei 97MHz am Mischerkreis-Ausgang --> Verlust 14 dB
      Mit Transistor: +11 dB bei 97 MHz am Mischerkreis-Ausgang --> Gewinn 12dB

      Jetzt macht das Sinn.
      Der Abschlusswiderstand am Mischerkreisausgang von 50k ist zu niedrig, da der nachgeschaltete FET einen Eingangswiderstand von ca. 100 MegOhm hat. Habe ich auch probiert, gibt das gleiche Ergebnis.







      Gruß
      Reinhard

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      Hallo Reinhard,

      Beide Spulen haben ca. 80 nH Induktivität. Bei einer Güte von ca. 80 müssten sie einen Parallelwiderstand von etwa 4 kOhm aufweisen. Die Kopplung dieser kleinen Induktivitäten kann ich leider weder bestimmen noch so einfach verändern. Ihr Abstand und die Höhe sind durch die Leiterplatte vorgegeben. Abstand: ca. 15 mm, beide Spulen beginnen ca. 3 mm über der Leiterplatte. Spulenlänge: 3 mm, Spulendurchmesser innen: 6,4 mm. Jeweils 2,5 Windungen versilberter Draht mit 0,8 mm Durchmesser. Beide besitzen einen Ferritkern.

      Bist Du sicher, dass der nachfolgende Mischer-Fet mit Speisung der Primärseite des ZF-Filters die Verstärkung nicht einbrechen lässt?

      Welche Fet-Modelle hast Du benutzt?

      Ich bin leider bis zum Wochenende unterwegs, d.h. ohne Simulationsrechner, es wird also etwas dauern, bis ich an der Schaltung weiterarbeiten kann.

      Viele Grüße und Danke fürs Mitdenken.
      Christian
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      Hallo Christian,

      mit Deinen Angaben zu den Spulen sehe ich mal weiter. Die sind ja deutlich verschieden von den originalen. Ich erweitere das Modell auch noch um den Mischertransistor.

      Ich hatte das NJFET-Standardmodell für den HF-Eingangstransistor verwendet. Der FET-Typ beeinflusst stark die Verstärkung. B- und C- Typen waren nicht gut.


      Hervorragend waren in der Testschaltungssimulation (gute Verstärkung):

      BF 244A (Gewinn 21dB)
      BF 410 (Gewinn 20dB)
      BF 510 (Gewinn 20dB)
      BFW 13 (Gewinn 17dB)

      Schlecht waren (nur geringe Verstärkung oder Verlust):
      BF 245B, C
      BF 256A, B, C
      BF 410B, C

      Ist also schon möglich, dass man mit dem falschen FET nicht genug verstärkt. Auch in der Simulation schneidet BF 245B schlecht ab (Verlust 5dB). BF 245A kam befriedigend raus (Gewinn 17 dB). Aufgrund der unterschiedlichen Sperrschichtkapazitäten muss auch bei jedem Transistorwechsel der Primärkreis (Zwischenkreis) neu abgeglichen werden.

      Die Empfehlung: BF 244 A

      So sieht es damit aus:




      Von den russischen Typen konnte nur KPS 104G mithalten (Gewinn 21 dB), befriedigend KPS 104K und G (Gewinn jeweils 17-18dB). Mässig gut war KP 303a (Gewinn 15dB).

      Schlecht schnitten ab:
      KP 302a (Verlust 13dB)
      KP 303b (Verlust 10dB)
      KP 303G (Verlust 6dB)
      KP 307a (Gewinn 1 dB)
      KP 307b (Verlust 9dB)
      KP 365 (Verlust 9dB)
      KP 903a (Verlust 9dB)


      Gruß
      Reinhard

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      rover.ebay.com/rover/0/0/0?mpr…Fulk%2Fitm%2F123964308366

      Diese Spule kommt von der Form her dem Original sehr nahe, ich werde zwei Stück bestellen.

      Von den FETs BF245 und BF256 habe ich nur die B- und C-Version da, leider.
      Meine Russentypen
      KP303e
      KP305e
      KP307d
      sind beim Praxistest schon durchgefallen.

      Verstehen tue ich das nicht ganz, dass von den bewährten BF2xy gerade die A-Versionen am besten sein sollen. Die A-Typen sind doch diejenigen mit der geringsten Steilheit.

      Die Datenlage ist aber auch bescheiden. Die Transistorersatztabelle von Sylvania gibt keine verwertbaren Anhaltspunkte bezüglich der beiden Transistoren.

      Viele Grüße,
      Christian
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      Hallo Christian,

      Also ist Praxistest angesagt.
      Dadurch, dass sich durch das Anhängen eines Bauteils Impedanzen, Kapazitäten und Induktivitäten ändern, ist die Festlegung der Parameter an den Kreisen ohne Peripherie nicht gut genug.

      Wenn ich in der Simulation das Frontend komplett abbilde, bekomme ich ordentliches Verhalten und Pegel bis zum Eingang des Mischertransistors. Ich wollte mir die Simulation vereinfachen und habe statt Oszillator einfach einen Generator an den Mischer angeschlossen. Aber so geht es nicht, dann arbeitet der Mischer nicht richtig. Morgen gehe ich nochmal ran.


      Gruß
      Reinhard

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      Hallo Reinhard,

      zur Amplitude der Oszillatorspannung steht leider nichts in den Dokumenten zum Quadroreceiver. Aber der Stereo-Receiver CR2743 hat fast das gleiche Front End. Dort findet sich die Angabe 260 mV rms zwischen Anzapf der Oszillatorspule und Sourcewiderstand/ Parallelkondensator des Mischertransistors.

      Praxisergebnis im bestehenden Zustand: Ich habe ohne weitere Änderungen an der Schaltung das Generatorsignal am heißen Ende der Mischerspule eingespeist, über einen 4,7 nF C, Schirm des Speisekabels an Masse in Nähe der Spule, Koaxkabel vor dem Kondensator mit 56 Ohm abgeschlossen. Unter diesen Bedingungen arbeitete der Strang Mischstufe bis Ausgang Demodulator im Groben erwartungsgemäß. Die Signalanzeige reichte bei Attenuatorstellung 100 dBuV, ca 50 mVeff an der Spule,bis zur 10, erste Ausschläge waren zwischen Stellung 10 und 20 dBuV zu verzeichnen. So in etwa würde ich den Pegel nach der HF-Vorstufe auch erwarten. Deshalb schloss ich darauf, dass das Problem vor dem Mischer liegt. Oszillator und Mischtransistor machen in der offenbar das, was von ihnen erwartet wird.
      Speise ich das Signal über den Antenneneingang ein, zuckt die Signalanzeige beim BF256C erst bei ca. 60 dBuV am Pegelsteller , bei anderen getesteten Transistoren bei 70-80 dBuV. Voll aufgedreht, kommt sie nicht über die Anzeige 4.

      Viele Grüße,
      Christian
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