Entwicklerplatine, Experimentierboard mit MC34063

Eigentlich wollte ich nur mal eben auf Punktrasterplatine ein einfaches Schaltnetzteil zusammenlöten.
Da kam mir die Idee, daraus gleich eine Experimentierversion auf Streifenrasterplatine zu machen.
Hier wird nur der Abwärtswandler step down gezeigt.

Der MC34063 ist kostengünstig, gut erhältlich und vielseitig.
Mit ihm geht Abwärtswandler, Aufwärtswandler und Inverswandler.
Der Abwärtswandler erzeugt aus einer hohen ungeregelten Spannung am Eingang eine geregelte Ausgangsspannung.
Mit dem Aufwärtswandler ist es umgekehrt, er macht aus einer niedrigen Spannung eine hohe Spannung.
Der Inverswandler ist gar in der Lage, aus einer positiven Spannung eine negative Spannung zu erzeugen.
Gerade die letzten beiden Varianten sind interessant, wenn man für eine Zusatzbeschaltung eine Hilfsspannung benötigt.
Kleine Warnung zuvor, mit solchen Schaltungen entstehen Oberwellen, können bei Audio oder Radio störend sein.

In dem ersten Teil gehe ich lediglich etwas auf die Theorie ein.
Interessierte sollten sich das Datenblatt ON (Motorola) herunterladen:
onsemi.com/pdf/datasheet/mc34063a-d.pdf
Das ist mit Beispielschaltungen und mehr auf den Praktiker zugeschnitten.
Wer sich mehr für die Theorie und Rechnerei interessiert, sollte auch das Datenblatt von Texas Instruments herunterladen:
ti.com/lit/an/slva252b/slva252b.pdf



Im Blockschaltbild, anwendbare Schaltung, ist die Funktion gut erkennbar, hier Abwärtswandler.
Ist Q1 leitend, fließt Strom durch die Spule L zum Elko Co, lädt diesen auf.
Wäre Q1 dauernd leitend, würde der Elko bis auf Eingangsspannung geladen.
Deshalb wird er im Takt ein- und ausgeschaltet.
Ist Q1 ausgeschaltet, ist in der Spule noch Energie, sie will den Strom weiter fließen lassen.
Der Strom fließt dann durch Co und zurück über die Schottkydiode, hier 1N5819.
Der Widerstand Rsc dient der Strombegrenzung durch Q1 und die Spule.
Bei dem muss man aufpassen, damit der Schalttransistor im IC nicht überlastet wird, max. 1,5 A.
Der Spannungsteiler aus R1 und R2 bestimmt die Spannung am Ausgang.
Mit dem Kondensator CT wird die Taktfrequenz des Schaltnetzteils vorgegeben.
Die Frequenz sollte etwa 33 kHz sein, Kompromiss bei Spule und Verlusten, Wirkungsgrad.

Das zweite Bild zeigt die aufgebaute Schaltung im Betrieb, Last ein Glühlämpchen 3,6 Volt Taschenlampe.

Andreas

---wird in mehreren Teilen fortgesetzt---

Und nun zu den Schaltungen!

Beide Schaltungen sind vom Grundprinzip gleich.
Einziger Unterschied, die zweite Schaltung hat einen externen Schalttransistor.
Der wird dann interessant, wenn man das Netzteil für einen höheren Strom auslegen möchte.
Auf den Widerstand Rsc sollte man nicht verzichten, da man sonst keine Strombegrenzung hat.
Bei Überlast oder gar Kurzschluss wird es sonst ungemütlich für den Schalttransistor...

Die Schaltung ist praktisch identisch mit dem zuvor gezeigten Blockschaltbild.
Viele Bauteile sind doppelt oder dreifach vorhanden.
Das deswegen, damit man durch Serien- bzw. Parallelschaltung den passenden Wert ermitteln kann.
Es gibt online ein Interessantes Helferlein zum MC34063A:
nomad.ee/micros/mc34063a/
Der spuckt die Werte für L, CT, Rsc und Co aus.
Das sind nicht optimale Werte, jedoch angenehm als Ansatz für Experimente.

Die Diode D1 ist mit SD für Schottkydiode gekennzeichnet.
Ich habe eine SB360 genommen, für 3 A Dauerstrom geeignet.
Ohne zusätzlichen Transistor sollte man für Rsc dreimal 0,56 Ω nehmen, Strombegrenzung ca. 1,6 A.
So kann man gefahrlos bis ans Limit experimentieren, kann wichtig bei der Induktivität L werden.
J2 und J3 sind Jumper, die bei nicht bestückten Spulen gesetzt sein müssen.
Man kann so auch schön eine Spule kurzschließen, muss nicht extra umlöten.
Wählt man R1 = 1k2 und Poti = 4k7 hat man einen Einstellbereich von 1,25 V bis ca. 6 V.
Lopt und Copt sind optional, ich habe momentan eine Brücke an der Stelle Lopt gesetzt.
Damit kann man den Ripple weiter senken, Hinweis im Datenblatt ON.

Andreas

---es folgt der Aufbau mit Bildern Layout---

Platinenlayout und Zusammenbau

Man sehe sich zuerst die Bilder an.
Ich kündigte an, die Schaltung ist auf Streifenrasterplatine gut nachbaubar.
Die grünen Streifen sind die einer üblichen Streifenrasterplatine mit Raster 2,54 mm, 1/10 Zoll.
Ein Platinenstreifen verbindet jeweils drei Löcher, gut zu sehen.
Ich verzichtete auf die ganzen Löcher im Layout, setzte nur Vias an Stellen mit Brücken.

Im ersten Bild sieht man Bauelemente, unten Grün das Streifenraster und oben rot die Brücken.
An fast allen Stellen ist es egal, ob man die roten Verbindungen oben oder unten macht.
Einzige Ausnahme ist die Masseverbindung zwischen den beiden Elkos C1 und C2.
Da muss man zwingend oben eine Drahtbrücke setzten, gibt sonst Kurzschluss!
Dort habe ich die rote Leiterbahn dick gezeichnet und man sieht sie blau auf der Oberseite.
Da sollte man dicken Draht nehmen, Masseführung, über die Strom fließt.

Beim zweiten Bild ließ ich die grüne Unterseite weg.
So sind wesentlich besser die Bauteile zu erkennen, als Bestückungsplan gedacht.

Als Orientierung beim Löten dienen die letzten beiden Bilder.
Ganz fertig ist die Platine da noch nicht, wenige Brücken sind noch nicht eingelötet.

Wie man gut im letzten Bild sieht, ist fast kein Bauteil direkt bestückt, aktuell dort nur die Diode.
Bis auf die noch nicht eingelöteten Spulen sind ansonsten alle Bauteile steckbar.
Das macht den Reiz dieser Experimentierplatine aus, schnell mal ein anderes Bauteil eingesteckt.
Man muss das natürlich nicht mit den Buchsen machen, kann auch die Bauteile direkt einlöten.

Die Platine gibt exakt den Schaltplan zweite Version mit externem Schalttransistor wider.
Der "Umbau" auf Version erster Schaltplan ist ganz einfach.
R2 und Q1 werden nicht bestückt.
Bei Q1 setzt man eine Brücke von Pin1 nach Pin3, also zwischen Basis und Emitter.
Auch der Transistor ist steckbar ausgeführt, momentan sitzt dort die grüne Steckbrücke, Bild erster Beitrag.
In die blaue Fassung kann man alle Transistoren TO126 oder TO220 mit Reihenfolge BCE stecken.
ECB geht natürlich auch, man dreht den Transistor lediglich um 180 °!

Andreas

---demnächst Tips Dimensionierung und Oszillogramme---

Stefan, sollte funktionieren!

Der MC34063 ist mit maximal 40 V Betriebsspannung angegeben, nicht Spannung am Ausgang.
So wie im Datenblatt Motorola Seite 5 ohne externen Transistor würde ich es nicht machen.
Das wäre mir zu heikel, weil ja dann die Spulenspannung an Pin 1 anliegt.

Bei der Geschichte Anodenspannung würde ich anders vorgehen.
Im einfachsten Fall nimmst Du einen Netztrafo 50 Hz und betreibst ihn rückwärts.
Die meisten Trafos halten es aus, wenn man statt mit 50 Hz mit wenigen 100 Hz taktet.
Es gibt ja auch noch kleine Trafos ELA.

Soll es Schaltnetzteil sein, würde ich ein handelsübliches (Stecker)netzteil nehmen.
Dort ist dann der Übertrager interessant, Leistung und Übertragungsverhältnis.
Erste Schritte würde ich mit dem vorgestellten Experimentierboard machen.
Du schließt dann die ursprüngliche Sekundärwicklung daran an.
Dann schaue, was sich an der ursprünglichen Primärwicklung ergibt.
Von der brauchst Du gar keine Spannung zur Regelung abgreifen.
Regelung machst Du auf der Niederspannungsseite.
Die erwünschte Ausgangsspannung ergibt sich dann aus dem Übertragungsverhältnis.
Netter Nebeneffekt, die ganze Geschichte ist auch noch potentialgetrennt.

Andreas

Stefan, Deine Idee hat mich den Nachmittag beschäftigt!

Ich setze mal an, Du willst 90 Volt bei 100 mA haben.
Statt Steckerschaltnetzteil auszuschlachten, sollte man eher selbst eine Spule wickeln.
In den Bildern siehst Du, ich benutzte Ringkerne.
Man nehme einen mit unverklebter Wicklung und wickle um!
Die dann entstehende Primärseite hat nur wenige Windungen und wenig Induktivität.

Jetzt mal nur als Idee und rein rechnerisch bei Autoradio 6 Volt:
Du baust mit dem Experimentierboard einen Wandler von 6 V auf 4,5 V.
Die so entstehende Primärwicklung habe 4 Windungen und wenige µH.
Für die Sekundärseite wickelst Du dann zusätzlich 80 Windungen auf den Kern.

Vorhin war ich kurz bei Segor, Homepage.
Eigentlich schaute ich nach LM2576T-ADJ, Abwärtswandler bis 3 A bei minimaler Bestückung.
Da blinzelte mich ein Aufwärtswandler LM2577T-ADJ an:
segor.de/#Q=LM2577T-ADJ&M=1
Der sollte wesentlich besser für die Zwecke geeignet sein!
Den würde ich primär von 6 auf 30 V wandeln lassen und dann beim Ringern Trafo 1:3 wickeln.

Andreas

Messwerte und Oszillogramme zu Experimentierboard

Man schaue sich zuerst das erste Bild an, wie die Experimentierplatine bestückt ist.
R2 und Q1 sind nicht bestückt, statt Q1 eine Brücke von B nach E , Pin1 nach Pin3.
Im Bild sieht man gut den kleinen grünen Stecker, Brücke.
Bei den Elkos sind nur C1 und C3 bestückt, jeweils 220 µF.
Rsc dreimal 0,56 Ω, Begrenzung auf maximal 1,6 A Spulenstrom.
Bei CT sind 220 pF und 47 pF gesteckt, somit 268 pF.
L1 = 29 µH und L3 = 68 µH, also zusammen 97 µH.
In der Position L2 ist ein Widerstand 0,1 Ω eingelötet, damit oszilloskopiere ich den Spulenstrom.
Auch vor dem Glühlämpchen 3,7 V 300 mA ist in Serie ein Widerstand 0,1 Ω.

Hier noch ein Rechenknecht online für den MC34063A:
ukpyr.narod.ru/calc_mc34063.htm
Der spuckt etwas mehr aus, auch Verhältnis ton zu toff.

Die meisten Schaltnetzteile benutzen eine feste Oszillatorfrequenz, der MC34063 nicht!
Da gibt CT die Zeit ton vor, bei mir mit 268 pF 10 µs gemessen.
Laut Datenblatt Motorola berechnet sich CT zu:
CT(pF) = 40 x 10 ^-6 x ton(µs)
Bei 10 µs müssten es somit 400 pF sein, experimentell kam ich auf genannte 268 pF.
Schnell mal einen andern MC34063A eingebaut, gleiches Ergebnis.
Beide sind von ON, vermutlich selbes Fertigungslos.

Einstellung bei allen Oszillogrammen 10µs/Kästchen auf der Zeitachse.
Alle Messungen DC, unten die Linie ist die Nullachse.
Bei Y 10 mV pro Kästchen, also mit 0,1 Ω somit 100 mA.
Man achte bei den Oszillogrammen darauf, ton ist konstant, die Frequenz ändert sich mit der Last!

Bild 97uh180ma.jpg
Der Spulenstrom geht am Ende gegen 0.
1,39 V 180 mA 15 kHz

Bild 97uh230ma.jpg
Sinnvoller Bereich, durch die Spule fließt während der ganzen Periode Strom.
2,44 V 230 mA 25 kHz

Bild 97uh290ma.jpg
Der ständige Strom durch die Spule wird höher, darf man nicht zu weit treiben, Strombegrenzung.
3,93 V 290 mA 38 kHz

Andreas

Noch ein paar interessante Oszillogramme!

Die Schaltung ist wie zuvor, wieder 12 V am Eingang.
Diesmal ist jedoch als Last eine Soffitte 12 V 10 W angeschlossen.
Eingestellte Ausgangsspannung 3,83 Volt und Strom 410 mA.

97uh-diode.jpg
Hier messe ich die Spannung über der Diode.
Die Spannung unter der Nulllinie ist die Flussspannung der Diode, knapp 0,4 Volt.
Das deckt sich gut mit dem Datenblatt.
Bei Schottky sollte man die Sperrspannung nicht unnötig hoch wählen.
Bei kleinerer Sperrspannung ist auch die Flussspannung niedriger.
Das können durchaus 0,2 V Unterschied sein, der Wirkungsgrad wird besser.

97uh-saett.jpg
Das ist die Sättigungsspannung des Schalttransistors im IC, gemessen von Pin1 nach Pin2.
Hier sind es 1,5 Volt, unangenehm hoher Wert, merkt man beim Wirkungsgrad.
Demnächst mache ich Experimente mit externem Schalttransistor.

97uh-rsc.jpg
Interessant ist natürlich auch die Spannung über Rsc, Strombegrenzung.
Erreicht die 0,3 Volt, regelt der Schaltkreis ab.
Hier liegt sie bei gut 100 mV, Rsc = dreimal 0,56 Ω parallel.

97uh-ripple.jpg
Hier sieht man die Welligkeit über dem Elko C3 mit aktuell 220 µF.
Die Spannung beträgt knapp 80 mVss, entspricht etwa 25 mVeff.
Lopt und Copt sind noch nicht bestückt, kommt später.

Andreas

Stefan, die Schaltung ist was für Dich!

Da nicht über den MC34063 geschaltet wird, bekommt er auch keine zu hohe Spannung ab.
P1 und R2 muss man natürlich auf 90 Volt anpassen.
BA159 ist hier nicht die beste Wahl, lieber etwas schneller und mehr Strom.
Bei C8 wird man etwas mehr Kapazität nehmen.
Kondensatoren wie C9 verringern den störenden HF-Anteil.

Andreas

Stefan, hier nochmal der Link zum Kalkulator.

nomad.ee/micros/mc34063a/
Bei Eingabe der Werte schaltet der um auf Aufwärtsregler.
Den gewünschten Strom, ich nahm 100 mA, gibst Du ein.
Eine Schottkydiode muss hier nicht sein.
Ich würde eine schnellere Diode Zeile nehmen.

Andreas

Ergänzung!

Die Schaltung vom Kalkulator so natürlich nicht nehmen.
Nimm soweit die Schaltung, die humax5600 vorstellte.
Die Werte vom Kalkulator sind gut als Orientierung.

Andreas

Wieder was zum MC34063!

Letztens schlachtete ich Platinen von Energiesparlampen, Kompaktleuchtstofflampen, aus.
Wer sich für das Innenleben interessiert, findet hier Schaltungen, die damals gängig waren:
pavouk.org/hw/lamp/en_index.html
Die Drosseln und Übertrager sind prima für Schaltnetzteile geeignet, passender Frequenzbereich.
Beim Schaltnetzteil mit NE555 kam schon ein Übertrager, Ringkern umgewickelt, zur Anwendung.
Das Schaltnetzteil mit NE555 ist wesentlich kleiner und einfacher, jedoch nur für kleine Leistung:
Schaltnetzteil mit NE555

Auf den Schlachtplatinen lächelten mich Drosseln an, wollte die eigentlich für 555 zum Trafo umbauen.
Kurze Messung mit 10 Windungen, es kam ein AL-Wert von ca. 60 nH/N² heraus, unhandlich kleiner Wert.
Die untersuchten Exemplare, viele Windungen, lagen jedoch im Bereich 1,2 bis 8 mH.
Damit war es naheliegend, die mal hier auszuprobieren, ob sie für den gezeigten Abwärtswandler taugen.

Testbedingungen
Es ist das gezeigte Testboard, erste Schaltungsvariante ohne zusätzlichen Schalttransistor.
Eingangsspannung 12 Volt, Ausgang 5 Volt an 50 Ω Last, also 500 mW, Wirkungsgrad ca. 70 %.
Man störe sich nicht an dem vorhandenen Ringkern, ist überbrückt, stammt von einem Versuch zuvor.
Die Taktfrequenz änderte ich auf gut 20 kHz, damit es halbwegs mit so großen Induktivitäten passt.

Am besten funktionierte die Schaltung mit der Drossel 1,2 mH.
Die Induktivität ist halbwegs im Arbeitsbereich, wird nahezu gegen Masse geschaltet, siehe Oszillogramm.
Anders sah es aus mit der Drossel 8 mH, zweites Oszillogramm.
Das Signal konnte man praktisch nicht mehr triggern, von Schalten kann man da nicht mehr wirklich sprechen.
Geschaltet wurde natürlich, jedoch kam die Eigenschaft der Induktivität eher wenig zum Tragen.
Man merkte es auch beim Wirkungsgrad, etwa 6 % schlechter als bei der Variante mit 1,2 mH.

Benötigt man nicht viel Leistung, sind solche kleinen Drosseln aus Energiesparlampen durchaus tauglich.
Ist die Induktivität deutlich zu hoch, kann man meist einfach ein paar Windungen abwickeln.
In aller Regel handelt es sich um spezielle Kerne, die einen Luftspalt haben, hat Vorteile.
Wählt man den Luftspalt geschickt, wird zwar AL kleiner, dafür sieht es günstiger bei der Sättigung aus.
Bei den Versuchen ging keine Drossel in die Sättigung, auch nicht die recht kleine mit 1,2 mH.
Interessehalber nahm ich auch als Last 28 Ω, ergibt 893 mW und einen Wirkungsgrad von gut 73 %.

Im letzten Oszillogramm sieht man ein krasses Beispiel von Sättigung.
Das war jedoch ein Ringkern von den Versuchen mit NE555, seine Induktivität eigentlich taugliche 600 µH.
Bei der Taktfrequenz passte ich nicht auf, viel zu niedrig, und so schoss der Spulenstrom in die Höhe.
Ein Kästchen entspricht 500 mA, die Schutzschaltung zeigte ihre volle Wirkung.

Andreas

Mehr Leistung mit MC34063!

Die Endstufe des ICs taugt beim Abwärtswandler bis etwa 700 mA Ausgangsstrom.
Soll der Strom höher werden, benötigt man einen externen Transistor, zeigte ich zuvor.
Da ist allerdings der Transistor im Verstärkerbetrieb, produziert unnötig Verlustleistung.
Hier eine Schaltung, wie man den Transistor als Schalter anschließt, geht einfach mit PNP.
Das hat den Vorteil, daß die Sättigungsspannung zwischen Kollektor und Emitter niedrig wird.
Man benötigt im Gegensatz zum Verstärkerbetrieb jedoch einen deutlich höheren Basisstrom.
Die Schaltung entwickelte ich, um damit ein Peltier-Element einstellbar zu versorgen.
Konkret geht es um den von mir vorgestellten Kühlschrank hier, den ich modifizieren will:
Peltier-Kühlschrank

Pflichtenheft bei mir
Versorgungsspannung: 12 (9 - 18) Volt
Ausgangsspannung: 2 - 6 Volt
Ausgangsstrom: 1 - 2 A
Ausgangsleistung: 2 bis 12 Watt

Die Schaltung ist ähnlich wie zuvor, nur jetzt mit PNP als externem Schalttransistor.
Demnächst kommt noch ein Platinenlayout Punktraster, wer die Schaltung nachbauen will.
Zeige ich später, man kann auch ohne Änderung im Layout statt PNP einen MOSFET P-Kanal nehmen.
Damit der Transistor durchschaltet, wird der Basisstrom durch R12 gegen Masse gezogen.
R11 ist erst mal uninteressant, behandele ich später beim MOSFET.
L1 ist die Spule des Abwärtswandlers, durch die der geschaltete Strom vom Kollektor geht.
Ist der Schalter in Stellung AUS, ist ja noch Energie im Magnetfeld der Spule.
Für die Zeit bildet die Spule mit Co und D1 einen geschlossenen Stromkreis.
Mit dem Trimmpoti R2 wird die gewünschte Ausgangsspannung eingestellt.
Lopt und Copt sind optional, man erreicht damit eine wesentlich bessere Glättung am Ausgang.

Q1 ist ein TIP42, identisch mit BD244, macht sich für die Zwecke recht gut.
So etwa bis gut 1 A Ausgangsstrom kommt man sogar ohne Kühlkörper aus.
Verwendet man TIP42 oder BD244, sollte man beim Ausgangsstrom merklich unter 3 A bleiben.
Als Induktivität L1 macht sich diese Drossel ganz gut, gerade Sonderangebot bei Pollin:
pollin.de/p/drosselspule-xfmrs-xf0806s11-80-h-250340
Es ist ein Eisenpulverkern mit 80 µH, Sättigungsprobleme sind hier nicht zu befürchten.
Als Diode D1 schlug ich SB330 vor, man kann auch andere Schottkydioden ab 3 A nehmen.
Die Sperrspannung sollte nicht unnötig hoch sein, weil dann meist die Flussspannung steigt.
Demnächst geht es weiter mit Layout Punktraster und Probeaufbau.

Andreas

Layout und Aufbau

Mit Absicht erstellte ich ein Layout für Punktrasterplatine, damit man einfach nachbauen kann.
Es ist so gestaltet, daß z.B. mehrere Größen beim Trimmpoti und den Kondensatoren passen.
Rot sind zwei Drahtbrücken eingezeichnet, GND, da sollte man Kupferdraht 0,8 oder 1 mm nehmen.
Das deswegen, weil da ernsthaft Strom fließt, können durchaus 5 A in der Spitze werden.

Es ist ratsam, Bauteile wie Q1, L1, U1, Ct, sowie die Widerstände R11 und R12 steckbar zu machen.
Man kann dann schön variieren, gerade bei Taktfrequenz und Ansteuerung des Schalttransistors Q1.
Bei Q1 handelt es sich um die gängige Anschlussfolge BCE/ECB und MOSFETs GDS passen auch.
Ab etwa 1 A ist bei TIP42 o.ä. ein Kühlkörper sinnvoll, ein kleiner um die 25 K/W reicht.
Eigentlich alle Bauteilwerteangaben sind als Richtwerte zu verstehen, womit die Schaltung funktioniert.
Im Schaltplan sind alle Elkos 220 µF, darf auch mehr sein, 330 oder 470 µF wie im Bild Musteraufbau.

Typen 85 °C sollte man bei den Elkos vermeiden, Schaltnetzteil, selbst 105 °C wird etwas warm.
Wer die Drossel Lopt bestückt, nimmt was zwischen 4,7 und 47 µH, muss nicht 33 µH sein.
Da allerdings aufpassen, die muss schon für mindestens 2 A geeignet sein!
Ähnliches gilt für die Induktivität L1, die von Pollin mit 80 µH taugt bis 5 A Spitzenstrom.
Im Bild sieht man sie nackt, ich nahm den grünblauen Ringkern aus der Plastikschale heraus.

Beim Entwickeln der Schaltung passierte mir eine Panne, echter Fehler in der Schaltung.
Der Schaltkreis wurde unnatürlich warm, das auch bei gezogenem Schalttransistor Q1.
Lustigerweise funktionierte das Schaltnetzteil soweit, ansonsten alles nach Plan.
Interessierte schauen sich das Datenblatt an, Innenschaltung und Musterschaltungen:
ti.com/lit/ds/symlink/mc34063a.pdf
Da der Schaltkreis recht vielseitig ist, werden die Anschlüsse des Schalttransistors herausgeführt.
Versehentlich verband ich den Kollektor des ersten Transistors, Pin 8, mit Betriebsspannung.
War der durchgeschaltet, floss gut Emitterstrom nach Pin 2, liegt hier bei der Schaltung auf Masse.
Irgendwann merkte ich den Fehler, verband dann Pin 8 mit Pin 1 und der Spuk verschwand.
Beim Entwickeln orientierte ich mich an der Version mit Strombegrenzung, die hier nicht genutzt wird.
Das als Hinweis, wer was abändern möchte, Schaltplan und Layout sind entsprechend korrigiert.
Die hier vorgestellte Schaltung ist natürlich nicht mehr kurzschlussfest, das bitte bedenken.

Die ersten beiden Bilder sind das Layout, etwas unterschiedliche Einstellungen.
Im zweiten Bild sieht man wesentlich besser die Polarität der Elkos, Leiterbahnen unten ausgeblendet.
Das dritte Bild zeigt den tatsächlichen Aufbau, allerdings mit einer braunen Drahtbrücke.
Nachdem ich das Layout korrigierte, kommt die nicht mehr vor, also nicht wundern.
Ich probierte verschiedene Drosseln, bei mir mit Absicht steckbar.
Rechts lose ein TIP42C auf Kühlkörper ca. 25 K/W, wenn es mehr als 1 A Ausgangsstrom sein soll.
Im Bild sieht man links oben diagonal einen dickeren grünen Drahtwiderstand in Serie zur Drossel.
Der ist nicht im Layout vorgesehen, verwende ich für Messungen, vermutlich nächster Beitrag.

Andreas

MOSFET statt Bipolartransistor

Zuerst schauen wir uns das erste Oszillogramm an.
Der MC34063 nutzt beim Regeln eine etwas unkonventionelle Verfahrensweise.
Oszillatorfrequenz und Taktfrequenz sind normalerweise unterschiedlich, eigentlich immer Vielfache.
Das kann man hier schön erkennen, unten der Oszillator und oben die Spannung am Gate des Schalters.
Oben ist der Schalter offen, unten wird der Schalttransistor durchgeschaltet, leitet.
Im letzteren Zustand ist das Schalten nicht ganz sauber, Reglung leicht verwirrt.

Wie ich schon schrieb, hier kann man auch prima einen MOSFET statt z.B. TIP42 nehmen.
Nehmen wir als Beispiel einen P-Kanal IRF5305 TO220 mit der gängigen Anschlussfolge GDS.
Den kann man sofort in die Fassung stecken, G=B, D=C und S=E gilt dann.
Der IRF5305 ist halbwegs gängig, VDS 55 V, RDS 0,06 Ω und IDS 31 A als Grenzwerte.
Auch probierte ich den IRF5940, RDS mit 0,117 Ω, hier kaum Unterschied in der Verlustleistung.



Bei MOSFETs muss man mit der Ansteuerung aufpassen!
UGS sollte möglichst hoch sein, damit die Strecke Drain-Source angenehm niederohmig wird.
Als markante Punkte zeichnete ich UGS rot für 5 V und grün für 10 V ein, etwa 1:10 beim Strom.
Nächstes Problem, die Gate-Kapazität ist nicht zu vernachlässigen, Gegend 3 nF bei solchen MOSFETs.
Im Schaltbild, Gate auf Masse ziehen, ist 100 Ω für R12 ein gut praxistauglicher Wert.
Die Endstufe des MC34063 kann kein Push/Pull, deswegen wird R11 benötigt.
Mit 1 kΩ ist R11 zu hochohmig, sieht man oben an der abgerundeten Kante im Oszillogramm.
Man ist da in der Zwickmühle, wird R11 niederohmiger, wird natürlich auch UGS kleiner, Spannungsteiler.
Normalerweise steuert man das Gate mit einer kleinen Komplementärendstufe an, ich verzichtete darauf.

Was erwartet uns an Wirkungsgrad?
Der Musteraufbau ist so wie im Schaltbild, Induktivität 100 µ Eisenpulverkern und Ub = 12 Volt.
Am Ausgang ist 6 Volt eingestellt, ergibt 2 A an einer Last 3 Ω, also 12 Watt Ausgangsleistung.
Die Eingangsleistung beträgt 15,1 Watt, ergibt einen Wirkungsgrad von 80 %, schöner Wert.
Eigentlich ist er noch etwas besser, meine Messung erfolgte mit 0,1 Ω zwischen MOSFET und Spule.
Den benutze ich zum Oszillographieren des Stroms, den sieht man im letzten Oszillogramm.
Ein Kästchen entspricht 1 A Strom, in der Spitze fließen hier 4 A.
Das mit dem Spitzenstrom bei der Sättigung beachten, wenn man nach einer passenden Induktivität sucht.

Andreas