Messverstärker Hochfrequenz

Aufbau des zweistufigen Verstärkers auf Punktrasterplatine

Wegen der Nachbausicherheit nahm ich Punktrasterplatine, natürlich nicht Optimum bei HF.
Die Anordnung der Bauteile ist sehr ähnlich wie im Schaltplan.
Sollte man bei ernsthaft HF nicht machen, die Transistoren sind in Fassungen gesteckt.
Hier geht das noch, sind so etwa 3 nH bei jedem Anschlussbeinchen zusätzlich.
Bei der Spule L3 mit 330 nH für die Eingangsanpassung stört das reichlich wenig.
Ich machte L3 steckbar, hier SMD, um bei Bedarf die Anpassung abändern zu können.
Am ehesten stören die zusätzlichen 3 nH beim Emitter des BF199, knapp 2 Ω bei 100 MHz.

Viele Hobbyelektroniker mögen keine Spulen, hier L3.
Setzt man statt L3 eine Drahtbrücke, taugt die Schaltung noch bis mindestens 20 MHz.
Das reicht locker für LMK (Voxhaus) und auch für ältere Frequenzzähler TTL.

Wozu die weißen Vias und die dünnen roten Leiterbahnen?
Die sind optional, hauptsächlich wegen der Fassungen.
Bei J1 kann man statt BF245 viele ähnliche FETs mit anderer Anschlussbelegung stecken.
Nebenbei, BF244 und BF245 sind identisch, jedoch andere Pinbelegung, beide hier steckbar.
Der BF199 gefällt mir hier nicht wirklich, er ist jedoch ein gängiger Transistor.
Eventuell kommt was mit BFR193 SMD auf Kleinstplatine, die man stecken kann.
Deswegen auch der zusätzliche Masseanschluss, ermöglicht zweiten Emitterwiderstand.
Rechts die beiden kleinen Vias mit Leiterbahn entfallen, wenn man eine SMA-Buchse nimmt.

Ansonsten sollte anhand der Bilder der Aufbau selbsterklärend sein, 2,2 µF ist Tantal.
Bei den Kondensatoren 25,3 nF handelt es sich um 22 nF bedrahtet und 3,3 nF SMD NP0.
Aufpassen bei R7, da darf nicht unnötig parasitäre Induktivität sein.
Ich nahm 100 Ω bedrahtet plus 22 Ω SMD parallel, gibt auch 18 Ω.
Anhand der Anordnung der Bauteile ist hier eine kurze Masseführung gegeben.
Der Wert von C1 kann wegen des hochohmigen Eingangs kleiner sein, sollte jedoch NP0 sein.
Ich nahm SMD, man kann natürlich auch bedrahtet nehmen, wie im Layout vorgesehen.

Der Verstärker entspricht ungefähr dem, was sich Stefan wünschte, nur halt nicht die 20 dB.
Wenn nötig, bekommt man die mit einem zweiten Verstärker wie z.B. mit dem zuvor, MMIC ERA5.
Nebenbei, schließt man den Ausgang nicht mit 50 Ω ab, hat man etwa 0 dB Spannungsverstärkung.
Demnächst Messergebnisse, auch mit zwei weiteren FETs.

Andreas

Simulation und tatsächlicher Aufbau unterscheiden sich mal wieder!

Ich simulierte nur mit LTspice, war schon schwierig, dafür die Modelle zu bekommen.
Die Modelle sind im Schaltplan, müssen nicht extra geladen werden.
In der Simulation ist der Frequenzgang glatt, in den Tabellen sieht man den Höhenverlust.

Messaufbau
Als Generator dient wieder der Grundig AS5F mit seinen 75 Ω.
Der ist an den passiven Wandler 75 auf 50 Ω angeschlossen, um mit den AD8307 zu messen.
So ermittelte ich im ersten Durchgang die Eingangsspannung für den Prüfling.
Ist zwar etwas Pfusch, ich schloss nicht mit 50 Ω ab, schloss dann den Prüfling direkt an.
Weil Leerlauf, erhalte ich 6 dB mehr, Eingang 1 MΩ ist ja praktisch Leerlauf.
Schrieb ich, lässt man beim Verstärker den Ausgang offen, hat man ca. 0 dB bei der Spannung.
Am Verstärkerausgang wurde wieder mit Abschluss 50 Ω gemessen, Eingang des AD8307.
So hat man indirekt die Ausgangsspannung des Verstärkers, wenn der Ausgang offen ist.
Das sind dann die Werte in den Tabellen.
Die Werte sind nützlich, wenn man am Ausgang z.B. einen einfachen HF-Detektor anschließt.

Erster Aufbau mit BF245C Motorola, C3 hat mit Absicht nur 27 pF


Zweiter Messdurchgang, C3 = 27 pF + 22 pF, wieder BF245C


Jetzt BF256B von ON gesteckt, C3 bleibt bei 49 pF

Die Messwerte sind sehr ähnlich wie mit BF245C, Pegel und Frequenzgang.
Leider habe ich aktuell nicht BF256C vorrätig, von dem erwarte ich etwas mehr Pegel.
Der sollte die beste Wahl sein, recht verbreitet und weiterhin noch gut erhältlich.

Aus Neugier J310 Philips, alte Lagerware, neu nicht mehr erhältlich, C3 = 49 pF

Wie zu erwarten macht der mehr Dampf, knickt aber bei den Höhen früher ab.
Der Arbeitspunkt ist eigentlich falsch, sowohl DC als auch Eingangsanpassung.
Ändert man den Eingangsspannungsteiler, geht deutlich mehr Drainstrom und HF-Pegel.
Ich verzichtete auf eine andere Eingangsanpassung, obwohl der 310 bis 1 GHz taugt.
Als TO92 ist er inzwischen ein Exot und die SMD-Version ist auch nicht gut erhältlich.

Warum der Abfall bei den hohen Frequenzen?
Ganz sicher bin ich mir nicht, ich habe mehrere Erklärungsansätze.
Reinhard schrieb mal, Spice-Modelle sind eher nicht für HF, außer dafür ermittelt.
Ein Problem dürfte auch die Anschlussleitung sein, siehe Bild Messaufbau.
Die ist zwar mit Absicht kurz, hat aber mehrere pF, störende Kapazität am Eingang.
Wer will, erhöht beim BF199 den Emitterkondensator für bessere Linearität.
Ich verzichte (noch) darauf, weil ich vermutlich statt BF199 BFR193 SMD probieren werde.
Mit dem ist wesentlich mehr Ausgangspegel möglich und auch mehr Verstärkung.

Andreas

Die Simulation stimmt doch!

Etwas übertrieben, ich simulierte mit Einganskapazität.
Zuvor schrieb ich, die Anschlussleitung darf man eigentlich nicht vernachlässigen.
Da machte ich Messung, die hat so ungefähr 5 pF, hört sich eigentlich harmlos an.
5 pF am Eingang gegen Masse zeigen mehr Wirkung als gedacht.
Das sind so ungefähr die 6 dB Höhenabfall von 10 auf 100 MHz.
Auch schrieb ich, ich will mal BFR193 statt BF199 probieren, umsteckbar.
Da bin ich gerade dran, vermutlich Messergebnisse am Wochenende.
In dem Zusammenhang gehe ich auch auf kapazitätsbelasteten Eingang ein.

Andreas

Die böse Messstrippe!



Im Bild sieht man die Simulation mit 5 pF am Eingang, knapp 6 dB Abfall bis 100 MHz.
In der Simulation setzte ich den Kondensator 5 pF direkt parallel zu R4 mit 1,2 MΩ.
Die parasitäre Kapazität wird geringer, wenn man Einzellitzte statt Flachband nimmt.
Aus strategischen Gründen probierte ich es nicht aus, wollte die wegen BFR193 behalten.

Im zweiten Bild statt BF199 der BFR193 in SOT23 auf Steckplatinchen aufgelötet.
Der BFR193 kommt bis 100 MHz ohne Emitterkondensator aus, seine Transitfrequenz 8 GHz.
An der Schaltung zuvor änderte ich nichts, 22 + 27 pF am Emitter weiterhin vorhanden.
Das gibt natürlich Höhenanhebung, passt hier gut zur Kompensation Eingangskapazität.
Die Werte in der Tabelle entsprechen dem, wenn man den Ausgang offen lässt, also nicht an 50 Ω.



Demnächst Fortsetzung mit BFR193, es geht mehr Verstärkung und Ausgangspegel.
Da probiere ich noch etwas, ohne die Schaltung auf der Verstärkerplatine abzuändern.
Vermutlich reicht ein zusätzlicher Emitterwiderstand auf dem steckbaren Miniplatinchen.

Andreas

Version BFR193 mit mehr Dampf!

Ziel war es, recht einfach auf etwa 0 dB bei Ausgang an 50 Ω zu kommen.
An der eigentlichen Platine wollte ich möglichst nichts verändern, nur am Steckplatinchen.
Das ist recht brauchbar gelungen, zusätzlicher SMD-Widerstand 10 Ω von Emitter nach GND.
Im Bild sieht man es, etwas bastelmäßig, der Chipwiderstand befindet sich über dem Transistor.

R7 = 6,4 Ω, C3 = 49 pF, Ausgang mit 50 Ω abgeschlossen


Die Werte bezüglich Linearität sind nicht mehr so glatt wie zuvor, etwas Höhenverlust.
Hauptsächlich dürfte die parasitäre Induktivität am Emitter schuld sein.
Je kleiner der Emitterwiderstand, hier 6,4 Ω, um so mehr macht die sich bemerkbar.
Bis etwa 10 dBm, 10 mW, ist das Signal praktisch verzerrungsfrei, Messung 1 MHz am Oszi.
Spaßeshalber ermittelte ich für 40 MHz den Kompressionspunkt -1 dB, liegt bei 12 dBm.
Das ist genug Pegel, um damit niederohmige Frequenzzählereingänge oder AS5(F) zu füttern.
Bei Frequenzzählern darf man natürlich über den Kompressionspunkt gehen, die mögen Rechteck.

Im Schaltbild die jetzige Version mit zusätzlichem Emitterwiderstand 10 Ω.
10 Ω und dazu die vorhandenen 18 Ω auf der Platine ergeben als Parallelschaltung 6,4 Ω.
Der Emitterstrom steigt auf 24 mA und der BFR193 produziert etwa 250 mW Verlustleistung.
Beim Strom und der Verlustleistung kann man höher gehen, gut gekühlt etwa 500 mW möglich.
Vorn parallel zu R4 die genannten 5 pF parasitäre Kapazität durch die Messstrippe.
Zieht man die auseinander, sinkt die Kapazität, nützlich bei eventuellem Angleich.
In der Simulationsdatei sind die Modelle für BF245C und BFR193 vorhanden.
Mehr plane ich nicht mehr zu diesem Verstärker, meinen lasse ich so wie im Schaltbild.

Andreas

Messkabel SMA auf BNC 75 Ω

Ich baute es für die Verstärker 75 Ω auf 50 Ω und 50 Ω auf 75 Ω.
Auch stellte ich den Abschwächer 75 Ω <--> 50 Ω vor, den ich häufiger benutze.



So ein Messkabel wird man nicht kaufen können, muss man sich selbst anfertigen.
BNC-Stecker gibt es in 50 und 75 Ω, SMA jedoch nur für 50 Ω.
Manche Leute wissen es nicht, die Stifte bei BNC 75 und 50 Ω haben etwas andere Durchmesser.
Mit etwas Vergewaltigung passt ein BNC-Stecker 50 Ω meist in eine Buchse 75 Ω.
Andersherum kann es einen Wackelkontakt geben, die Stifte bei BNC 75 Ω sind dünner.
Wir wollen nicht bis GHz messen, ein SMA-Stecker 50 Ω ist vertretbar bei z.B. 100 MHz

Es gibt natürlich einige Möglichkeiten, so ein Messkabel 75 Ω zu bauen.
Am einfachsten ist es, man nimmt sich konfektioniertes Kabel 75 Ω, meist RG59.
Da dann einen BNC-Stecker abschneiden und dafür einen SMA-Stecker anbringen.
Ich nahm RG179 mit 75 Ω, ist ähnlich wie RG316 mit 50 Ω, beide PTFE (Teflon).
Meist bekommt man beide Kabel mit Innenleiter Staku angeboten, beschichtete Stahllitze.
Ich hatte noch das alte Kabel mit nicht nur Innenleiter Kupfer, ist auch außen versilbert.
Da aufpassen beim Entmanteln, gilt für außen und auch Dielektrikum Innenleiter.
Mit einem üblichen Cutter-Messer ist da ganz schnell mehr als gewollt durchgeschnitten!
Passierte mir im ersten Anlauf, ich nahm dann ein nicht mehr ganz so scharfes Küchenmesser.

SMA-Stecker anlöten, erstes Bild
Der SMA-Stecker ist von Telegärtner, hochwertig und entsprechend im Preis.
Es gibt dazu eine Zusammenbauanleitung:
telegaertner.com/fileadmin/pdms_files/C0100RP.pdf
Telegärtner meint, man soll nur 3,5 mm vom Dielektrikum entfernen, geht.
Will man allerdings das Lot von hinten einführen, sollten es 4,5 mm sein.
Man kann dann eine dünne SMD-Lötspitze in das Löchlein des Kontaktstifts stecken.
Ich passte nicht auf, nahm auch zu dickes SMD-Lot und verzinnte ungewollt den Kontaktstift.
War etwas Arbeit, das Zinn schabte ich mehr oder minder mit einem Cutter vom Stift ab.
Es handelt sich um einen Crimpstecker, allerdings habe ich kein echtes Crimpwerkzeug.
Man schiebe 2 bis 3 Stückchen Silberdraht 0,3 mm unter die Crimphülse.
Dann die Hülse mit zarter Gewalt überziehen, ähnlich fest wie professionelles Crimpen.
Wer will, nimmt noch wie ich etwas Schrumpfschlauch als Knickschutz, muss nicht sein.

Bilder 2 und 3 Zusammenbau beim BNC-Stecker
Genauen Hersteller weiß ich nicht, vermutlich USA.
Im ersten Bild sieht man die Anordnung, wie es meist bei BNC-Steckern aussieht.
Es gibt auch etwas andere Varianten, die hier trifft man so oder sehr ähnlich häufiger an.
Wichtig, die Scheibe kommt zwischen "Schraube" und hier das rote Gummistück.
Bei mir machte sich 9 mm Abisolieren Schirm und 6 mm beim Dielektrikum ganz gut.
Auch der Stift hat wieder ein Löchlein zum Verlöten.
Ich nahm eine etwas breitere Lötspitze, entfernte das Zinn mit einem Lappen.
Das deswegen, damit man nicht den Stift ungewollt außen verzinnt.
Die Lötspitze hält man an den Stift und schiebt etwas SMD-Lot durch sein Löchlein.
Nicht übertreiben, sonst ist auch Lot außen am Stift.
Ist das wie im dritten Bild soweit gelungen, schraubt man den Stecker zusammen.
Das rote Stück sorgt dafür, daß der Schirm angedrückt wird und der Stift straff sitzt.
Bei mir war es für die "Schraube" Schlüsselweite 3/8 Zoll, es gibt auch 10 oder 11 mm.

Im letzten Bild sieht man das Endergebnis.
Man prüfe schon beim ersten Stecker auf Durchgang und eventuellen Kurzschluss.
Gerade Kurzschluss ist schnell möglich, wenn sich ein Rest vom Schirm verirrt hat.

Andreas

Heute ein gekaufter Verstärker!

Ich konnte nicht widerstehen, den gibt es aktuell für 9,50 Euro bei box73.de:
box73.de/product_info.php?products_id=4316
Angaben zum Innenleben oder Hersteller gibt es leider nicht, könnte Qorvo sein.
Bei Funkamteur sind folgende Daten angegeben:

Eingangsfrequenz: 5 MHz … 6000 MHz
Eingangsimpedanz: 50 Ohm
Verstärkung*: 20 dB
Rauschen**: 4,1 dB @ 1500 MHz
Ausgangsleistung: +21 dBm @ 1-dB-Kompression
Stromversorgung: 5 V/85 mA
Abmessungen der Platine: 34 mm x 24 mm (ohne Buchsen)
* gemessen **) Hersteller gibt kein Rauschmaß an; von DC8RI gemessen

Ich habe ihn selbst durchgemessen mit Hinblick auf Eignung Rundfunktechnik.
Wie man sieht, ist der eher was für Frequenzen ab etwa 50 MHz.
Der Messaufbau im Bild ist einfach erklärt, wieder Vergleichsmessung.
Links die Anpassung von 75 auf 50 Ω, danach Abschwächer 20 dB.
Die Werte aufgeschrieben und mit Messwerten ohne Verstärker verglichen.
Hat der Verstärker glatt 20 dB, muss dann im Vergleich 0 dB herauskommen.


Den angegebenen Kompressionspunkt -1 dB konnte ich nicht wirklich messen.
Dafür ermittelte ich 15 dBm auf 40 MHz, bis wohin das Signal oberwellenarm ist.
Beim Versuch der Messung -1 dB kamen komische Werte, möglicherweise schwang der Verstärker.
Im unteren Bereich zeigt der Verstärker seltsame Verstärkungswerte.
Auch ab 5 MHz, ab da ist er spezifiziert, sieht es dürftig mit der Verstärkung aus.
Interessant ist der Verstärker für Funkamateure, die ihn für 50 MHz und höher nutzen wollen.
Ich selbst bin am überlegen, dem ein neues Innenleben zu verpassen, z.B. von Mini Ciruits.
Bereut habe ich den Kauf nicht, allein schon wegen Platine mit SMA und Abschirmung.

--- Tage später, die Neugier hat gesiegt! ---

Ich lötete die Abschirmung ab, siehe letztes Bild.
Beim Innenleben handelt es sich um SBB5089Z, MMIC von Qorvo im Gehäuse SOT-89.
Das Datenblatt findet man leicht, der Hersteller hat ihn ab 50, nicht 5 MHz, spezifiziert.
Der Aufdruck 5 MHz auf der HF-Abschirmung ist somit inkorrekt, muss 50 MHz heißen.
Auf der Platine findet man recht genau die Schaltung, wie im Datenblatt vorgeschlagen.
Vermutlich sind die Werte bei L und C anders, nicht näher überprüft.
Gut sichtbar, am Ein- und Ausgang befinden sich die üblichen Koppelkondensatoren.
VCC wird mit zwei Kondensatoren gesiebt und geht dann über zwei SMD-Spulen an den Ausgang.
Die Platine werde ich so lassen, kann mal interessant für Amateurfunk UHF sein.

Andreas, DL2JAS

Verstärker 6 dB für ZF-Filter 330 Ω

Christian startete letztens ein interessantes Thema, ZF-Filter 10,7 MHz durchmessen.
RF-Pegelmesser mit AD8307 zum Vergleichen von Piezofiltern
Problem, nimmt man Messtechnik 75 Ω, muss man auf 330 Ω und wieder zurück kommen.
Macht man das nicht, Fehlanpassung, verändert sich teilweise erheblich der Durchlassbereich.
Filterausgang offen, z.B. direkt an HF-Röhrenvoltmeter, bedeutet absolute Fehlanpassung.
Nimmt man zur Pegelmessung nicht AD8307 oder Kameraden, kann man natürlich auch ein Oszi nehmen.
Da dann den Verstärkerausgang mit 75 Ω (zweimal 150 Ω parallel) abschließen.



Mit einem Widerstandsnetzwerk, siehe Bild, geht sehr saubere Anpassung.
Haken, weil es passiv ist, verliert man gar einige dB.
Von 75 Ω auf 330 Ω geht noch, in dem Beispiel 6 dB.
Andersherum, also von 330 Ω auf 75 Ω, wird es unschön, fast 20 dB Verlust.

Wünschenswert ist eine Schaltung, die solche Verluste nicht hat, nur die des Filters zeigt.
Genau das war der Hintergedanke dieser Verstärkerschaltung hier!
Man verheirate Widerstandsschaltung mit Verstärker, gibt dann ohne Filter 0 dB Verstärkung.
Da der Verstärker 6 dB (Spannung) macht, werden die -6 dB mit den Widerständen ausgeglichen.

Ziel, die Schaltung soll möglichst einfach aufbaubar sein, Punktrasterplatine.
Entwarnung, die eingezeichneten Induktivitäten sind parasitär, keine echten Bauteile.
Alle Bauteile sind bedrahtet und gängig, ich nahm PN2222A von ON.
Andere 2N2222A sollten auch gehen, hier ist das Frequenzverhalten nicht kritisch.
Auch soll der Verstärker für andere ZF-Filter wie 5,5 oder 6,5 MHz TV-Ton taugen.
Auf die Frequenzlinearität des Verstärkers wurde nicht besonders Wert gelegt.
Wohl müssen Eingangs- und Ausgangswiderstand gut stimmen, hier gegeben.
Betriebsspannung gängige 12 Volt, auch ist der Verstärker für Pegel >> 0 dBm geeignet.
Ausgangspegel von gängigen Generatoren wie AS5 können selten mehr als 0 dBm max.
Tip, Generatorpegel nicht auf Anschlag drehen, gibt gern mal Probleme beim Generatorinnenwiderstand.


Wie man im Schaltbild Simulation LTspice sieht, ist die Schaltung recht einfach gehalten.
Die krummen Widerstandswerte ergeben sich aus Serien- bzw. Parallelschaltung.
Darauf gehe ich im nächsten Teil ein, praktisch, wenn man etwas varieren bzw. optimieren will.
Ähnlich beim Emitterkondensator, wird nur bei Bedarf bestückt, deswegen mit 1 pF eingezeichnet.

Andreas

Aufbau des Verstärkers für ZF-Filter

Vergaß ich zu erwähnen, der Verstärker macht sich auch gut, um eine ganze ZF durchzumessen.
Das ist hilfreich bei ZF-Fehlern im Radio, wenn man in der ZF auskoppelt und mit 75 Ω messen will.
Das Schaltbild entspricht dem tatsächlichen Aufbau, wie bestückt wurde.
Man sieht die Parallelschaltung R1 und R11 sowie die Serienschaltung mit R5 und R55.
Die beiden letzteren sollte man etwas versetzten, nicht direkt parallel nebeneinander einlöten.
Deren parasitäre Induktivität ist erwünscht, die Felder sollen sich nicht unnötig beeinflussen.



Ich nahm wieder Punktrasterplatine mit anderer Seite durchgängige Masse.
Für Christian, es ist das Platinenmaterial mit den gebohrten Löchern.
Mir passierte eine kleine Panne, Masse unten, somit musste ich oben löten, Leiterbahnen ziehen.
Wenn man bedrahtet bestückt, sollten die Leiterbahnen unten sein, nicht oben wie bei SMD.
So musste ich notgedrungen unter R6 mit 2,7 kΩ etwas dünnen Draht ziehen.
Die schmale grüne Leiterbahn GND entfällt natürlich, wenn man an eine Massefläche anlöten kann.
Der 2222A sitzt diagonal, so kann man TO92 mit kurzen Beinen im Raster 2,54 mm bestücken.

Im Bild sieht man, daß da noch ein paar Bauteile mehr sind.
Dabei handelt es sich um die zuvor gezeigte Widerstandsanpassung.
Zum Verstärkereingang 330 Ω lötete ich lediglich eine Brücke ein.
Bestückt man dort sinnvoll Buchsenleiste, kann man schön übliche ZF-Filter stecken.
Als HF-Verbinder nahm ich SMA, Nachbauer werden eher BNC- oder IEC-Buchsen 75 Ω nehmen.

Hat man alle Bauteile bestückt, macht man einen ersten Test mit Betriebsspannung 12 Volt.
Misst man am Kollektor ca. 7,6 Volt, stimmt der Arbeispunkt DC, halbe Miete.
Alle Bauteile sind soweit unkritisch, keine engen Toleranzen erforderlich.
Fast alle Widerstände sind mit Rastermaß 4/10 Zoll eingezeichnet, man kann auch 0204 nehmen.
Von der Leistung passt das, selbst bei R55 ist die Verlustleistung kleiner 200 mW.
Im nächsten Teil Messwerte und optional C6 bestückt.

Andreas

Messwerte des Verstärkers 330 Ω auf 75 Ω

Wie so häufig bei SPICE-Simulationen gibt es Unterschiede zur Realität.
Mein Aufbau ist soweit sauber, parasitäre Induktivitäten sind berücksichtigt.
Auch kann es keine Masseprobleme geben, Masseverbindungen zur Ebene GND durchkontaktiert.
ZF 10,7 MHz ist noch nicht wirklich Hochfrequenz, Wellenlänge knapp 30 m.
Die simulierten 7,6 Volt Kollektorspannung stimmen sehr gut mit dem gemessenen Wert überein.


In der Tabelle die Werte mit Widerstandsanpassung -6 dB am Eingang und C6 nicht bestückt.

Der Verstärker macht soweit, was er machen soll.
Vergleicht man mit der Simulation geht die Amplitude etwas früh in den Keller.
Lustigerweise stimmt aber das Maximum bei ca. 6 MHz, ist die Gegend Ton-ZF TV.
Bei 10,7 MHz hat man nicht ganz 6 dB, die -0,3 dB sind halt kleiner Schönheitsfehler.
Man darf auch nicht die Bauteletoleranzen vergessen, manche Widerstände bei mir 5 %.

Tabelle mit C6 = 100 pF, wieder von Eingang 75 Ω Anpassung nach Verstärkerausgang 75 Ω gemessen.


Wer will, bestückt C6, ich nahm 100 pF, passt jetzt mit 6,0 dB bei 10,7 MHz.
Laut Simulation hat sich der Eingangswiderstand 330 Ω dadurch nicht geändert.
Geringfügige Änderung beim Ausgangswiderstand 75 Ω ist nicht so wild, sieht ja das Filter nicht.

Kann man jeden 2222A nehmen?
Es gibt viele Anbieter, Nachbauer, man sollte gute Markenware nehmen.
Bei vorherigen Verstärkern zeigte sich, daß CDIL bei höheren Frequenzen nicht so gut abschnitt.
Die Hersteller werden etwas unterschiedliche Prioritäten setzen, nicht immer Transitfrequenz.
Nebenbei, fehlt das A am Ende, ist mit merklich geringerer Transitfrequenz zu rechnen.
Der Vorname ist eigentlich egal, ist eher hersteller- und gehäuseabhängig, z.B. 2N bei TO-5.

Kleine Geschichte nebenbei!
Beim Bild aufgebauter Verstärker sieht man ZF-Filter 4,5 MHz.
Nicht nur in Berlin strahlten die Amis ihr eigenes Fernsehprogramm aus, war natürlich NTSC.
Half man bei unseren Fernsehern PAL etwas nach, ging auch AFN (60 Hz) in schwarzweiß.
Aus der Zeit habe ich die Filter noch.

Zukunftsmusik, eventuell entwickele ich einen Verstärker mit wählbarer Eingangsimpedanz.
Nicht alle Filter haben 330 Ω und manchmal will man mit Fehlanpassung den Durchlass beeinflussen.
Am ehesten wird es ein Verstärker mit FET und Impedanz steckbar oder mit Trimmpoti einstellbar.

Andreas

Smith-Diagramm

Viele werden jetzt gähnen, langweiliges Zeugs für so seltsame HF-Heinis.
Schon mehrfach ärgerte ich mich, daß ich kein vernünftiges leeres Smith-Diagramm als Vorlage habe.
Die Tage überlege ich an einer Rauschanpassung, brauchte wieder eins.
Ich suchte lange im www und fand eins, wie man es in Lehrbüchern findet.
Problem, es war ursprünglich svg mit transparentem Hintergrund und teilweise in Farbe.
Es ist für Widerstand auf 1 normiert, nicht direkt auf 50 Ω, also auch für Systemwiderstand 75 Ω brauchbar.
Für die wenigen HF-Leute unter uns, der Winkel wird mit +/- 180 ° angezeigt, nicht die nervigen 360 °.
Jetzt hat es 1024 x 1024 in schwarzweiß, also weißer Hintergrund.
Die Version GIF kann man mit einem einfachen Bildbearbeitungsprogramm bearbeiten, auch verkleinern.
Will man sich das Diagramm schön groß auf A4 ausdrucken, bietet sich die PDF-Version an.

Andreas

Abschlusswiderstand, Dummy Load 50 Ω

Vernünftige Abschlusswiderstände HF Messtechnik sind nicht ganz billig.
Auch bei kleinerer Leistung bis etwa 0,5 Watt ist man schnell mit 30 Euro dabei.
Das Problem, parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten spielen eine Rolle.

Im Bild ein Abschlusswiderstand 50 Ω auf doppelseitiger Platine FR4.
Der ist locker bis mindestens 1 GHz geeignet bei Reflexion kleiner -30 dB.
Keine Spezialbauteile, handelsübliche SMD-Widerstände mit Parasitärinduktivität.
Sieht scheinbar einfach aus, ich saß daran mehrere Stunden nur für die Entwicklung.
Dafür nahm ich spaßeshalber den alten HF-Simulator Puff unter DOS.
Er läuft problemlos unter DOS-Emulatoren wie DOSBox, gibt es für mehrere Betriebssysteme.
Wer sich dafür interessiert, schaue hier, herunterladbar:
gerstlauer.de/puff/
Für Interessierte, Puff kann mit bis zu 4 Ports arbeiten, RFSim kennt nur zwei.
Damit kann man auch Koppler realisieren, eher was für Funkamateure.
Herrscht Interesse, schreibe ich eine Kurzbeschreibung zur Bedienung Puff.



Das Layout sieht scheinbar seltsam aus, besonders die Verengung der Leiterbahn.
Bei dem schmalen Stück handelt es sich um Koplanaren Wellenleiter 90 Ω.
Der transformiert etwas, das SWR wird etwa im Bereich 200 MHz bis 1 GHz günstiger.
Ich setzte bei der Simulation für die Widerstände eine Parasitärinduktivität von 2 nH an.
Je nach Hersteller und Ausführung wird die bei 1206 eher 1 nH betragen, etwas Reserve.
Würde man für alle Widerstände scheinbar richtig 150 Ω nehmen, sähe das SWR schlechter aus.
Bei den anderen Leiterbahnstücken handelt es sich um Wellenleitung 50 Ω.
Die Länge der Leitung 50 Ω von der SMA-Buchse bis zum Stückchen 90 Ω ist eigentlich egal.
Ich nahm 10 mm, passt gut mit SMA-Buchsen liegend, die man flach auflötet.
Danach die Leitung 90 Ω muss halbwegs genau 2 mm lang sein, Transformationsstück.
Auch das letzte Stück 50 Ω muss stimmen, 10 mm, passt gut für die SMD-Widerständen 1206.

Andreas

Aufbau Dummy Load 50 Ω

Wie realisiert man Wellenleitungen verschiedener Impedanzen auf Platinen wie FR4?
Es gibt einige Programme zum Berechnen, bekannt ist AppCAD von ehemals Agilent/HP.
Wer KiCad hat, rufe dort mal den PCB-Kalkulator auf, siehe Bild.
Dort dann auf "TansLine" und anschließend auf "Koplanarer Wellenleiter mit Massefläche" gehen.
Solche Wellenleiter kann man auf doppelseitiger Platine sehr gut ätzen oder fräsen.
Man gebe die Daten für FR4 ein, typisch 1,5 mm Dicke ohne Kupferkaschierung mit meist 35 µm.
Für das Dielektrikum Er setzte ich 4,3 ein, es kursieren verschiedene Werte.
Man darf selten den "Standardwert" nehmen, Er ist merklich frequenzabhängig, gilt meist für 1 MHz.

Nun sieht man schön, wie breit die Leiterbahn sein muss und den seitlichen Abstand zur Massefläche.
Im Beispiel 90 Ω ist die Leiterbahn 0,96 mm breit und der seitliche Abstand beträgt 2,22 mm.
Man probiere selbst, für 50 Ω erhält man 2,6 mm Breite, wenn W 1,4 mm betragen soll.
1,4 mm wählte ich, weil ich für den Abstand einen Zylinderfräser habe und es mit 90 Ω passt.
Ob Ätzen oder Fräsen, die Kanten an den Übergängen 50 Ω <=> 90 Ω sollte man abrunden, nicht Pflicht.

Auf das Fräsen gehe ich nicht weiter ein, zeigte ich letztens bei Helferlein in der Werkstatt:
Helferlein in der Werkstatt
Das Resultat sieht dann so aus wie unten im Bild.
Beim Fräsen sollte man nicht unnötig tief eintauchen, es soll ja nur das Kupfer entfernt werden.
Es müssen Durchkontaktierungen gesetzt werden, um die obere und untere Massefläche zu verbinden.
Ich nahm Durchkontaktierniete 0,8/1 mm von Bungard, man kann auch Kupferdraht 0,6 oder 0,8 mm nehmen.
Man steckt sie durch und weitet sie mit einem Körner oder Nägelchen, zarter Schlag mit dem Hammer.
Zuletzt lötet man eine HF-Buchse ein, hier eine SMA-Buchse liegende Version für FR4 mit 1,5 mm.
Nur deren Masseverbindung reicht nicht, mindestens auch Durchkontaktierungen unter den Widerständen.

Andreas

Heute Vergleich Simulation und Messung!

Eigentlich waren die nächsten Tage ganz anders eingeplant, mein Oldtimer benötigt dringend eine neue HU.
Es passierten mehrere Pannen, u.a. erhielt ich falsche Ersatzteile, komme momentan nicht weiter.
Jetzt steht der alte Golf erst mal hochgebockt in der Garage und wartet bis nächste Woche.

Reinhard machte für mich Messungen, er hat einen einfachen Vektoranalysator für den Frequenzbereich.
Aus verständlichen Gründen sieht man nur S11, ein Port gegen Masse, ist vektoriell was wie SWR.
Eventuell stellt er ihn mal im Unterforum Messgeräte vor, nicht nur interessant für Funkamateure.

Es handelt sich exakt um den gezeigten Aufbau zuvor, also die Platine mit der Leiterbahnverengung.
Etwas änderte ich die Simulationsparameter, damit man besser vergleichen kann.
Die Widerstände 150 und 180 Ω haben jetzt 1 nH Serieninduktivität statt zuvor 2 nH.
1 nH sollte besser für 1206 passen, eigentlich ist das Layout für etwas größere SMD-Widerstände gedacht.
Den Marker setzte ich auf 500 MHz und ließ zwecks besserer Vergleichbarkeit nur bis 1 GHz laufen.

Was sehen wir?
Wie zu erwarten, bildet sich um den Nullpunkt ein Halbkreis, ist die Transformationsleitung 90 Ω.
Reinhard setzte die Marker wie folgt:
Marker 1 rot = 50 kHz, Z = 52,3 Ω -j2,5 Ω (-8 nH = 1,27 mF), VSWR = 1,05
Marker 2 grün = 500 MHz, Z = 45,4 Ω -j2,3 Ω (-0,83 nH = 122,6 pF), VSWR = 1,12
Marker 3 blau = 1 GHz, Z = 46,1 Ω +8,5 Ω (+1,35 nH = -18,8 pF), VSWR = 1,21
Betrachtet man Simulation und Messung, passt der Blindanteil bei 500 MHz ganz gut.
PUFF kann bei Deutsch kein Ohmzeichen darstellen, es erscheint Û statt Ω, nicht wundern.
Bei der Simulation mit PUFF berücksichtigte ich nur die Serieninduktivität der Widerstände.
Das ist nur die halbe Wahrheit, es gibt noch eine parasitäre Kapazität gegen Platine, Masse.

Man kann den Halbkreis noch etwas auf der X-Achse verschieben, damit er besser zum Mittelpunkt passt.
Dann muss man aber krumme Werte für die Widerstände nehmen, etwas hochohmiger.
Nicht ausprobiert, da sollte 160 Ω statt der beiden Widerstände 150 Ω passen.
Man sollte der Messung jedoch nicht blind vertrauen, der Analysator liegt im Preisbereich Hobbykasse.

Andreas

Kurzanleitung PUFF und Negativbeispiel Dummy

Als ich die Platinchen fräste, erstellte ich ein kleines Nutzen.
Spaßeshalber kam ich auf die Idee, das kurze Stückchen 90 Ω aufzutrennen.
Dort setzte ich einen Widerstand 27 Ω und am Ende 22 Ω, gibt gerundet 50 Ω.
Auch die Version testete Reinhard für mich, wieder schöner Vergleich zur Simulation.
Wäre da nicht die parasitäre Induktivität, gäbe die Serienschaltung auch eine gute Dummy.
Mit steigender Frequenz wird die Anpassung immer schlechter, zunehmend unbrauchbar.
Deswegen bei HF Serienschaltung vermeiden, sofern keine parasitäre Induktivität erwünscht ist.
Man schaue sich den Abschlusswiderstand zuvor an, der hier ist wesentlich ungünstiger.
Im letzten Bild sieht man den Vergleich direkt, diesmal Diagramm SWR.
Die gelbe Kurve ist die Serienschaltung aus 27 und 22 Ω, blau der Abschlusswiderstand zuvor.

Kurzbeschreibung Puff und wichtige Tastaturbefehle
Bei PUFF handelt es sich um ein reines DOS-Programm.
Das heißt, es kennt keine Maus, alle Eingaben müssen über die Tastatur erfolgen.
Es gibt für die heutige Zeit einige DOS-Emulatoren, z.B. DOSBox.
Der leider verstorbene OM Gunthard, DG8GB, beschäftigte sich mit PUFF, sehr lesenswert.
gunthard-kraus.de/PUFF/index.html
Von ihm gibt es ein umfangreiches Tutorial und auch einen Download für PUFF unter Win7.
Ebenfalls kann man bei ihm das englische Originalhandbuch PUFF herunterladen.

Ich selbst machte mir eine Kurzübersicht gängiger Befehle.
Ausgedruckt gibt die etwa eine Seite DIN A4, eine Art Spickzettel.
Der ist sehr hilfreich, man erspart sich häufig die lästige Sucherei im Handbuch.
Im Anhang die reine Textdatei, identisch mit dem Text unten im Beitrag.

Andreas

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PUFF Kurzanleitung, Befehle

Allgemeine Befehle
Hilfe: F10, nochmals F10 für Hilfe verlassen
Die Hilfe wird spezifisch zum jeweiligen Fenster angezeigt.
PUFF verlassen <ESC> <ESC> Vorher Abspeichern nicht vergessen!
F1 bis F4: Umschaltung zwischen den Fenstern im Programm

F1 LAYOUT (Schaltplan)
Man muss zuerst Bauteile im Fenster F2 definieren.
Tat man das, werden die mit ihrem Buchstaben hier eingefügt.
Bauteil löschen: <Shift + Pfeiltaste> (in Richtung Bauteil)
Schaltung löschen: <CTRL + e>
Masse einfügen: <=> (Taste Gleichheitszeichen drücken)
Portpin anschließen: am Bauteil Nummer Portpin eingeben
Portpin Verbindung entfernen: <Umschalt + Portpin>
Knoten (node) anspringen: <CTRL + n> (hilft, wenn Cursor aus Layout)

F2 PLOT
Mit den Pfeiltasten wandert man zu den Einstellungen, auch im Diagramm unten.
So dann Einstellungen vornehmen, auch weitere S-Parameter.
Mit <Bild oben/unten> wandert der Cursor, Frequenzdurchgang.
Simulation, Plot: <p>
Simulation schnell, Graphikanzeige zuletzt: <q> (QuickPlot)
<ALT + s>: großes Smith-Diagramm, zurück nochmals <ALT +s>
Datei speichern: <CTRL + s>, direkt <Enter> oder Dateiname und <Enter>
<TAB> Umschaltung Anzeige Smith Widerstand oder Leitwert
<=> wenn sich der Cursor auf S11, usw. befindet:
Gibt frequenzabhängig Rs, Xs, C oder L aus, geht auch bei Leitwert.

F3 PARTS
Hier werden alle Bauteile eingetragen, definiert.
Ω: <Alt +o>
µ: <Alt + m>
°: <Alt + d>
||: <Alt + p>
Manche Sonderzeichen erscheinen nicht korrekt, werden aber richtig angenommen!
Passives Bauteil: lumped oder l, Kombination aus R, L und C möglich
dev: device, Bauteil mit S-Parametern, z.B. HF-Transistor
Das Bauteil muss im Verzeichnis Puff vorhanden sein als "bauteilname.dev".
tl, transmission line, Länge und Impedanz eingeben.
Weitere Bauteile und Eingabemöglichkeiten siehe Handbuch.
<Tab> Vergrößert F3 Parts, jedoch F4 Board verschwindet.
Nochmals <Tab>, wieder beide Fenster sichtbar.
Datei (Simulation) laden: <CTRL + r> Dateiname <RETURN>

F4 LAYOUT
Selbsterklärend, hier werden alle Maße und auch Epsilon r eingegeben.
zd: Systemimpedanz, üblicherweise 50 Ω, kann abgeändert werden
fd: Designfrequenz, wichtig bei der Definition frequenzabhängiger Bauteile.
Tab: Umschaltung zwischen stripline, microstrip und Manhatten
Manhatten ist ratsam, dann sind alle Bauteile in F1 gleich lang.
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Einfacher und guter Abschlusswiderstand 50 Ω



Viel Leistung verträgt der nicht, etwa 0,3 Watt, reicht aber locker für übliche Messtechnik.
Wie man im Bild sieht, sind drei Widerstände 0805 zu 150 Ω direkt an die SMA-Buchse angelötet.
So ein Ding ist schnell aufgebaut, kostet so etwa 2 Euro und macht sich bis locker 1 GHz gut.
Im Bild das SWR bis 1,2 GHz, deutlich besser als 1,1 ohne spezielle Widerstände für HF.
Selbst bei 1 GHz liegt S11 bei etwa -33 dB, sehr schöner Wert.
Für 1 GHz kam eine parasitäre Induktivität von etwa 0,33 nH heraus, ist realitätsnah, passt.

Reinhards Messgerät sollte hier im Grenzbereich sein.
Kalibriert wurde mit dem dem dem Messgerät beiliegenden Abschlusswiderstand 50 Ω.
Da weiß man natürlich nicht, wie gut der ist, bestimmt nicht Huber und Suhner oder vergleichbar.

Nach dem gleichen Prinzip kann man auch einen Abschlusswiderstand für 75 Ω aufbauen.
Man nehme eine Koaxialbuchse und löte 2 x 150 Ω oder besser 4 x 300 Ω ein.
Für Frequenzen bis 1000 MHz darf man auch gern SMD 1206 nehmen, etwas handlicher.

Andreas