Messverstärker, Vorstellungen

Der ambitionierte Hobbyelektroniker wird Geräte wie Signalgeneratoren oder Frequenzzähler haben.
Nicht selten ist dann ein Messverstärker hilfreich, weil z.B. der Pegel für den Frequenzzähler zu klein ist.
Man kann Verstärker kaufen, einige sehr teuer, oder in teilweise fragwürdiger Qualität vom Chinamann.
Mit letzteren wird der Hobbyelektroniker liebäugeln, soll ja bezahlbar bleiben.
Andere haben Glück, haben z.B. auf einem Amateurfunkflohmarkt günstig was von Rohde & Schwarz ergattert.
Auch werden immer wieder mal HF-Verstärker in Fachzeitschriften vorgestellt.
In erster Linie soll es um Linearverstärker bezüglich Frequenz und Amplitude gehen.
Auch spezielle Verstärker sind willkommen wie hochohmiger Eingang und Ausgang 50 Ω für Frequenzzähler.

Im Thema geht es darum, solche Verstärker zusammenzutragen, möglichst mit kleiner Vorstellung.
Manche Mitglieder haben solche Verstärker, oft recht einfach aufgebaut mit MMICs.
Andere haben ein einfaches Selbstbauprojekt, was gut für z.B. ZF 10,7 MHz zu gebrauchen ist.
Von mir werden eher Selbstbauprojekte kommen, die einfach nachbaubar sind, teilweise Punktrasterplatine.

Im ersten Bild ein spezieller Linearverstärker, den ich vor ca. 10 Jahren entwickelte, professionell.
Der Linearverstärker ist bis ca. 20 dBm geeignet, wenige MHz bis 500 MHz und sehr intermodulationsarm.
Ähnliche Verstärker findet man in Verteilanlagen Kabelfernsehen, Sender dicht an dicht.
Solche Verstärker werde ich eher nicht vorstellen, zu speziell und schwer nachbaubar.
Ich pickte ihn heraus, weil er interessante Details enthält.
Man schaue sich die Leiterbahnen an, die zu den HF-Buchsen SMA gehen.
Dabei handelt es sich nicht um einfache Leiterbahnen, es sind Streifenleiter 50 Ω, Microstrip.
Dann sieht man die dünnen Leiterbahnen, die im scheinbar merkwürdigen Zickzackkurs verlegt sind.
Auch hier sind es wieder keine einfachen Leiterbahnen, es handelt sich um gewollte Induktivitäten.

Im zweiten Bild wird es interessant!
Diese und ähnliche Platinen bekommt man bei der Zeitschrift Funkamateur günstig für 4 bis 5 Euro.
Es handelt sich um doppelseitige Platinen, die SMA-Buchsen liegen den Bausätzen bei.
box73.de/product_info.php?products_id=4559
Damit kann man prima kleine Verstärker bedrahtet, SMD und auch Mischform aufbauen.
Den Bausatz, bzw. Platine, kann man gut für MMICs missbrauchen:
box73.de/product_info.php?products_id=4581
Statt des Filters baut man ein MMIC ein.
Etwas muss man die Platine abändern, Leiterbahnen unterbrechen.
Das deswegen, weil ja MMICs in aller Regel am Ein-und Ausgang Koppelkondensatoren benötigen.

Das als kleiner Überblick, wie ich mir das Thema vorstelle.
Aktuell sitze ich an einem Linearverstärker mit 2N2222A, der wird in erster Version Punktraster.
Die Simulationen sahen gut aus, ich baue ihn gerade auf Punktrasterplatine auf, später mehr.

Andreas, DL2JAS

Linearer Messverstärker 10 dB mit 2N2222A

Mit Absicht ist es ein leicht nachbaubarer Verstärker auf Punktrasterplatine.
In erster Linie ist der Linearverstärker für die hier mitlesenden Funkamateure gedacht.
Er taugt als Treiber und für Hochpegelmischer bei üblichen Funkgeräten Kurzwelle.
Vor Jahren beschäftigte mich schon mal das Thema, hier ein ähnlicher Verstärker:
dl2jas.com/selbstbau/linamp/linamp.html
Der hier ist der verbesserte Nachfolger mit etwas mehr Leistung und höherer oberer Frequenz.
Hauptunterschied, er enthält statt einem Transistor zwei Transistoren parallel.
Der altbekannte 2N2222A ist weiterhin recht beliebt, nicht nur bei den Funkamateuren.
Es handelt sich um einen Universaltransistor, der nicht nur für Audio taugt, auch für HF.
Man kann ihn z.B. als ZF-Verstärker nehmen wie 455 kHz AM, 10,7 MHz FM und Video, TV.
Der Verstärker ist nicht nur für Amateurfunk, auch für alltägliche Messzwecke gut brauchbar.

Kurzdaten
10 dB praktisch linear ( +/- 0,2 dB )
50 Ω am Ein- und Ausgang bei sehr niedrigem SWR
200 kHz bis 50 MHz
Betriebsspannung 12 (10 - 13,6) Volt
Verlustleistung ca. 1,4 Watt
Ausgangspegel ca. 20 dBm bei -1 dB

Wir betrachten das Schaltbild!



Kleine Entwarnung zuvor, die eingezeichneten Induktivitäten sind parasitär, keine echten Bauteile!
Wie man sieht, werden nur Standardbauteile verwendet, wie sie meist der Hobbyelektroniker hat.
Statt teurem 2N2222A im Metallgehäuse nehmen wir TO92, heißt dann z.B. bei ON/Fairchild PN2222A.
Bitte nicht durch die scheinbar vielen Bauteile verwirren lassen!
Mit Absicht wurde häufig Parallelschaltung verwendet, wo eigentlich ein Bauteil reicht.
Man hat so die Möglichkeit, experimentell in der Praxis den optimalen Wert zu ermitteln.

Vom Prinzip her handelt es sich um einen gewöhnliche A-Verstärker ähnlich wie aus dem Lehrbuch.
Oben die Kondensatoren C8 bis C10 sind lediglich für die Betriebsspannung, damit sie für HF taugt.
C8 und C9 sind Keramik, bei C10 nimmt man Tantal, keinen gewöhnlichen Elko.

Wir zerlegen etwas die Schaltung, lassen die Parallelschaltung dabei außen vor.
Dann sehen wir einen Transistor mit oben Kollektorwiderstand und unten Emitterwiderstand.
Der Widerstand Kollektor zur Basis (R3 + R12) dient dazu, in den richtigen Arbeitspunkt DC zu kommen.
Auch wird damit Gegenkopplung erreicht, dadurch werden Verstärker üblicherweise stabiler.
Wie wir wissen, bestimmt das Verhältnis Kollektorwiderstand zu Emitterwiderstand die Verstärkung.
Problem eigentlich immer bei HF, mit steigender Frequenz sinkt die Verstärkung.
Kondensatoren ändern ihren Wechselstromwiderstand mit der Frequenz, nutzen wir aus.
Mit steigender Frequenz wird so der Widerstand, den der Emitter sieht, immer niedriger.
Genau diesen Effekt nutzen wir, kompensieren so die sinkende Verstärkung bei steigender Frequenz.
Ohne die Kondensatoren am Emitter würde der Verstärker schon bei ganz wenigen MHz einknicken.

Eigentlich sind es zwei Verstärker mit Ausgangswiderstand 100 Ω parallel.
Normalerweise sollte man mit solchen Parallelschaltungen vorsichtig sein, gerade bei Hochfrequenz.
Es ist ratsam, vorher die Transistoren zu selektieren und aus dem selben Los zu nehmen.
Da die Emitter nicht miteinander verbunden sind, ist etwas Bauteilstreuung tolerabel.

Für unsere "Simulanten" ist die Simulationsdatei LTspice Version XVII angehängt, .txt entfernen.
Ein Transistormodell muss nicht geladen werden, ist schon vorhanden, PN2222A von ON.
Es gibt merkliche Unterschiede zwischen Simulation und tatsächlichem Aufbau, später mehr dazu.
Im nächsten Teil kommt der einfache und übersichtliche Aufbau auf Punktrasterplatine mit Layout.

Andreas, DL2JAS

Praktischer Aufbau

Aufbau auf Punktrasterplatine geht, ist bei HF grenzwertig.
Man verlege eine möglichst gute Masse und vermeide unnötig lange Leiterbahnen.
Genau das berücksichtigte ich beim Layout, siehe Bild.
Bei den Widerständen wählte ich einen Lötaugenabstand von 3/10 Zoll, ist was knapp.
Nimmt man Widerstände 0204 mit 0,4 Watt, geht auch 2/10 Zoll.
Bei R7 und R8 muss man mit der Verlustleistung aufpassen, 0,4 Watt pro Widerstand.
Bestellt man Keramikkondensatoren, sollte man NP0/COG nehmen, gutmütiges Dielektrikum.
Dielektrika wie XR7 zeigen gern Spannungs- Temperatur- und Frequenzabhängigkeit.
Bei C8 und C9 stört das nicht, C10 ist Tantal 2,2 bis 4,7 µF, kein Al-Elko.

Unten für die Masse nahm ich zusätzlich ein durchgehendes Stück versilberten Kupferdraht.
Im Layout sieht man die dünnen roten Leiterbahnen, die zu den HF-Buchsen gehen.
Muss man nicht, ich nahm SMA, ist inzwischen in der Messtechnik recht gängig.
Im Bild Platinenoberseite zeichnete ich rot diese Leiterbahnen ein, Silberdraht.
Wer will, kann auf die HF-Buchsen verzichten, lötet Antennenkabel 50 Ω wie RG58 an.
Eventuell kauft man ein kurzes Stück konfektioniertes Messkabel, schneidet es durch.

Hat man die Platine soweit zusammengelötet, macht man einen DC-Test, Arbeitspunkt.
Misst man den Arbeitspunkt, muss wie im Schaltbild recht brauchbar 5,0 Volt herauskommen.
Ist dem so, wird auch der Strom von ca. 116 mA stimmen.
Die Transistoren werden handwarm, R7 und R8 deutlich warm, noch anfassbar.

Zuvor schrieb ich, Simulation und Praxis unterscheiden sich deutlich, Frequenzgang.
Ich simulierte mit ON und baute auch ON ein, dennoch Pegelverlust ab ca. 20 MHz.
Es liegt nicht nur am Punktraster, bedrahtete Bauteile haben parasitäre Induktivitäten.
Solche Induktivitäten machen sich gerade bei den Emitterwiderständen bemerkbar.
Bei 50 MHz fehlten mir im ersten Versuchsaufbau 1,2 dB, C11 und C12 noch 10 pF.
Nimmt man statt je 10 pF gleich je 47 pF, passt es mit dem Frequenzgang.

Je nach Hersteller unterscheiden sich die Transistoren bei HF merklich!
Im ersten Aufbau nahm ich frische Ware ON, empfehlenswert.
Bei weiteren Aufbauten nahm ich CDIL und Zetex, dazu später mehr, auch Frequenzgänge.

Andreas

Frequenzgang mit PN2222A ON

Anbei die Pegel je nach Kondensatorbestückung bei den Emittern.
An C1/C2 mit 68 pF wurde nichts geändert, lediglich C11/C12.


Bestückung wie im Schaltplan Simulation, C11/C12 = 10 pF


Man sieht deutlich, es gibt merkliche Unterschiede zwischen Simulation und realem Aufbau.
Parasitäre Induktivitäten bei bedrahtet, obwohl teilweise berücksichtigt, machen sich bemerkbar.
Auch fehlt die bei HF-Schaltungen normalerweise übliche Massefläche, hier nur Silberdraht.


Ich ahnte es schon, daß der tatsächliche Aufbau schlechtere Werte liefert als die Simulation.
Deshalb sah ich pro Emitter zwei Kondensatoren vor, um zum optimalen Ergebnis zu kommen.
Hier die Version C11/C12 mit jetzt 47 pF statt 10 pF.


Wie man sieht, passt das jetzt mit den angegebenen +/- 0,2 dB bei der Linearität bis 50 MHz.
Ändert man etwas die Emitterwiderstände, geht auch glatt 10 statt 9,8 dB, kommt später.

Andreas

Einschub Messtechnik

Hochfrequenzpegel sind nicht einfach zu messen, schon gar nicht mit einem üblichen Multimeter.
Am ehesten geht das mit einem Oszilloskop, wenn man keine speziellen Messgeräte hat.
Übliche analoge Oszilloskope sind bis etwa 20 MHz gedacht, teurere auch bis 50 MHz.
Wesentlich besser sieht es mit heutigen digitalen Oszilloskopen aus, auch bis 100 MHz bezahlbar.
Hier bei dem Verstärker reicht noch ein Oszilloskop, was machen wir über 100 MHz?

Analog Devices brachte vor einigen Jahren die IC-Familie AD83xx heraus, Pegelmesser HF.
Den hier benutze ich gerade, gibt es fertig auf Platine für 15 Euro zu kaufen:
box73.de/product_info.php?products_id=4390
Laut Datenblatt, bei box73.de herunterladbar, ist der AD8307 für DC bis 500 MHz geeignet.
Wenn ich mich recht entsinne, schrieb vor wenigen Jahren Reinhard was zu AD83xx.
Auch sehr empfehlenswertes Modul, inzwischen wieder lieferbar, geht ab 100 kHz los:
box73.de/product_info.php?products_id=4386
Ist da zwar nicht erläutert, Pegelanzeigen NF sollten mit den ICs auch gehen!
Bleiben wir bei HF und betrachten folgendes Bild:



Auf der X-Achse sieht man den HF-Pegel in dBm an 50 Ω und bei Y den resultierenden DC-Pegel.
Geht man nicht an die Grenzen, hat man locker 60 dB zur Verfügung, z.B. 1 nW bis 1 mW.
Der AD8307 ist mit 25 mV pro dB angegeben, also Änderung am Gleichspannungsausgang.
Nehmen wir als Beispiel einen Verstärker 20 dB und speisen ihn mit -20 dBm bei 300 MHz.
Wir sehen sofort im Diagramm bei -20 dBm 1500 mV und bei 0 dBm 2000 mV.
Das sind handliche Werte, die man gut mit einem Multimeter messen und im Kopf umrechnen kann.

Auch sieht man im Diagramm, daß der angezeigte Pegel frequenzabhängig ist.
Deswegen aufpassen, wenn man mit den ICs absolute Pegelmessungen durchführen will!
Weiß man das, nimmt man entsprechend einen Korrekturfaktor, um auf den richtigen Wert zu kommen.
Das gezeigte Messmodul scheint etwas frequenzkompensiert zu sein, RL-Glied am Eingang.
Die "Linearität", log zu lin, sieht recht gut aus, nicht nur im Datenblatt, auch in der Praxis.
Ich probierte es mit Abschwächern 10, 20 und 30 dB, stimmte auf ganz wenige 1/10 dB.
Die kleinen gemessenen Abweichungen lagen sauber im Toleranzbereich der Abschwächer.

Wo ist der richtige Arbeitspunkt für Messungen?
Deutlich über 0 dBm sollte man nicht gehen, man erreicht die Grenze des Moduls.
Unten, unterhalb -60 dBm flacht die Kurve deutlich ab, dürfte das Eigenrauschen des ICs sein.
Als Ausgangspunkt bei Messungen ist -40 oder -20 dBm sinnvoll, ergibt 1000 bzw. 1500 mV DC.
Eventuell nimmt man ein festes Dämpfungsglied, um in den Bereich zu kommen.

Andreas

Zweiter Verstärker, diesmal mit PN2222A von CDIL

CDIL, Continental Devices India Limited, hat bei Nachbauten einen guten Ruf.
So war ich gespannt, wie damit die Schaltung wird, soweit gleicher Aufbau.
Geringfügig änderte ich die Emitterwiderstände, um auf glatt 10 dB zu kommen.
Jetzt R1/R2 = 110 Ω und R10/R11 = 18 Ω, ergibt jeweils 15,5 Ω statt zuvor 16 Ω.
In weiser Voraussicht nahm ich bei C11/C12 gleich 100 pF, reicht nicht.
3 MHz mit 10,0 dB ist schön, jedoch 8,5 dB bei 30 MHz unbefriedigend.
So bestückte ich auch C1/C2 erst mal vorsichtig mit 39 pF, immer noch zu wenig.
Etwas rabiat geworden nahm ich im nächsten Anlauf für C11/C12 120 pF.
Jetzt habe ich mit 10,6 dB bei 30 MHz eine Überhöhung und bei 50 MHz 9,7 dB.
Kann man auf 50 MHz verzichten, sollte mit ca. 82 pF der Frequenzgang glatt werden.
Auch CDIL gibt im Datenblatt eine Transitfrequenz von größer 300 MHz an.
Der PN2222A von CDIL ist in der Schaltung nicht mein Traum, ON macht sich da besser.

C1/C2 = 100 pF, C11/C12 nicht bestückt


C1/C2 = 100 pF, C11/C12 = 39 pF


C1/C2 = 100 pF, C11/C12 = 120 pF

Demnächst kommt die Version ZETEX.
Wird gleicher Aufbau, etwas andere Emitterkondensatoren, bessere Linearität.

Andreas

Dritte Version, MPS2222A von ZETEX

Der Verstärker mit CDIL gefiel mir nicht, ich nahm dieselbe Platine, kein neuer Aufbau.
Als ich das Lager im Keller befragte, fand ich noch ein paar Transistoren Zetex.
Leider bekommt man die nicht mehr als Neuware, höchstens noch alte Bestände.
Das Gehäuse bei Zetex, TO92 abgewandelt, ist markant, deutlich flacher, siehe Bild.
Die Transistoren CDIL ausgelötet und dafür selektiert Zetex eingelötet.
Bei den Emitterwiderständen 18 Ω parallel 110 Ω änderte ich nichts, weiterhin 15,5 Ω.

Ich hatte noch von zuvor am Emitter 100 pF parallel 120 pF drin, viel zu viel!
120 pF jeweils ausgelötet, nächster Messdurchgang, zu wenig, vermutete ich schon.
Sehr schön sieht es mit 100 pF parallel 68 pF aus, das ist Bereich Messgrenze.
Vor den Messungen ließ ich immer den Verstärker warmlaufen oder machte "hot plug".
Die Verstärkung ist etwas temperaturabhängig, kalt zu warm etwa 0,2 dB.

Nicht nur bei der Version mit Zetex probierte ich aus, was an Ausgangsleistung geht.
Sehen wir von eventuell 0,2 dB ab, gelten Werte und Oszillogramme für alle Versionen.
Das erste Oszillogramm ist bei 12,0 Volt aufgenommen, 85 mW am Ausgang, Frequenz 1 MHz.
Erhöht man die Betriebsspannung auf 13 Volt, geht auch recht sauber 100 mW, 20 dBm.
Anfangs schrieb ich 20 dBm bei 1 dB Kompression, jetzt mit Messungen sauber bestätigt.

Eventuell baue ich noch eine SMD-Version des Verstärkers mit SOT23 ON, habe ich vorrätig.
Bei SMD hat man weniger parasitäre Induktivitäten, dürfte die Simulation besser treffen.


Emitterkondensatoren C1/C2 = 100 pF, C11/C12 = 120 pF



Emitterkondensatoren C1/C2 = 100 pF, C11/C12 nicht bestückt



Emitterkondensatoren C1/C2 = 100 pF, C11/C12 = 68 pF



Andreas

Deine Wünsche gehen in Erfüllung!

Stimmt schon, der vorgestellte Verstärker ist eher was für unsere Funkamateure hier.
50 Ω ist in der Messtechnik gängig, deshalb auch universell verwendbar.
Der hier ist recht glatt im Frequenzgang, kann sich mit Messtechnikanbietern messen.

Beim Thema Messverstärker sind noch ein paar mehr Schaltungen geplant.
Nächste Idee, wird gerade konkret, Verstärker von 75 auf 50 Ω.
Damit kann man schön Messtechnik Rundfunk 75 Ω mit Profizeugs 50 Ω verheiraten.
Wird das nach Wunsch, ist auch Version 50 Ω auf 75 Ω geplant.
Solche Verstärker sind dann z.B. für den AS5(F) interessant, Ein- und Ausgang 75 Ω.

Einen Verstärker mit hochohmigem Eingang, ähnlich Röhrenvoltmeter, habe ich im Hinterkopf.
Das wird wohl was mit FET werden, eher Impedanzwandler, weniger Verstärkung.
Da grübele ich über eine Version praxistauglich, FETs hat man schnell zerschossen.
Es soll ein gängiger FET TO92 in Fassung werden, den man schnell auswechseln kann.
Impedanzwandler plus Verstärker und man kann niedrige Pegel hochohmig mit AS5(F) messen.

Frequenzteiler werde ich hier nicht behandeln, eventuell eigenes Thema, habe da was.
Ist aktuelle Produktion bis min 500 MHz, keine alten Schinken ECL oder Sonderlinge.
Schreibe mich mal per Privater Nachricht an, auch wegen den 2N2222A NOS Blech.

Andreas

Danke für den Hinweis!

Bei aktuellen Schaltungen will ich wegen einfachem Nachbau möglichst auf NOS verzichten.
Interessant ist jedoch ein Vergleich mit alten Originalen und heutiger aktueller Produktion.
Eventuell baue ich dafür einen dritten Verstärker auf, rein aus Neugier.

Ich bin auch schon am überlegen, welchen FET ich beim Impedanzwandler nehme.
U310 war mal für HF-Verstärker recht beliebt, ist schon lange NOS, inzwischen Rarität.
Gleicher FET, dafür TO92, heißt J310, ist langsam auch schon schwer beschaffbar.

Andreas

Angabe -1 dB oder 1 dB Kompression

Diese Angabe findet man häufig in Datenblättern HF-Transistoren oder HF-Verstärker.
Damit ist gemeint, ab wann der Verstärker merklich übersteuert ist, klirrt.
Spaßeshalber baute ich ein Dämpfungsglied 1 dB, siehe Bild.
Ich nahm eine fertige Platine für ca. 9 Euro vom Leserservice Funkamateur.
box73.de/product_info.php?products_id=4370
Die bietet sich an, kann man nicht für den Preis selbst bauen.
Man entlötet bei einem Dämpfungsglied die SMD-Widerstände und bestückt entsprechend für 1 dB.
Ich berechnete diese mit dem DOS-Programm, was auch unter DOSBOX läuft:
dl2jas.com/downloads/atten/attenuator.html
Wir kommen bei R1 auf 872 Ω und R2 auf 5,77 Ω, unhandliche Werte.
1 kΩ parallel 6,8 kΩ ergibt die gewünschten 872 Ω.
Ähnlich bei R2, 12 Ω parallel 12 Ω parallel 150 Ω = 5,77 Ω.
Wie man im Bild sieht, lötete ich die Widerstände nicht nebeneinander, sondern übereinander.

Als Versuchsobjekt nahm ich einen der Verstärker 10 dB mit zweimal PN2222A.
Das Dämpfungsglied 1 dB vor den Verstärker geschraubt und Pegel langsam hochgedreht.
Als erste Verzerrungen erahnbar waren, Signal etwas unrund, hörte ich auf.
Dann das Dämpfungsglied entfernt und zweites Bild aufgenommen, Verzerrungen deutlich.
Normalerweise treibe ich nicht den Aufwand, gehe nach Schirmbild, ab wann es unrund wird.
Simuliert man mit SPICE, sieht man mit .tran die Kurvenform, kam hier gut hin.

Üblicherweise will man ein sauberes Signal, also möglichst kein Klirr.
Es gibt jedoch Spezialfälle, man denke an Frequenzzähler.
Da freut man sich über ein steilflankiges Signal mit Spannung auf ca. 4 Vpp begrenzt.
Beispiel letztes Bild, 4 Vpp für TTL, Betriebsspannung Verstärker 7,5 Volt.
Manchmal will man gezielt Oberwellen haben, meist dritte oder fünfte Harmonische.
Nehmen wir an, wir wollen für einen Tuner einen Local Oszillator 120 MHz.
Da ist es naheliegend, einen Quarzoszillator 24 MHz zu bauen.
Sein Signal dann in einen stark übersteuerten Verstärker und 5. Harmonische herausfiltern.

Andreas

Diesmal ein nicht alltäglicher Messverstärker 75 Ω auf 50 Ω!

Seine Besonderheit ist unterschiedliche Impedanz am Ein- und Ausgang, unüblich.
Nicht selten hat man Messgeräte 50 und 75 Ω.
50 Ω ist Standard im Profibereich und 75 Ω ist häufig in Rundfunkwerkstätten anzutreffen.
Nimmt man etwas Fehlanpassung in Kauf, kann man 50 und 75 Ω miteinander verbinden.
Die Pegel stimmen dann nicht mehr ganz und es kommt zu Reflexionen, die teilweise stören.
Bei mir war der Hintergedanke, Geräte 75 Ω wie AS5F für 50 Ω zu nutzen.

So war die Idee geboren, einen Verstärker mit Eingang 75 Ω und Ausgang 50 Ω zu entwickeln!
Passiv kann man mit Abschwächern eine Impedanzanpassung realisieren, kostet mehrere dB.
Zum Thema Impedanzanpassung mit Dämpfungsglied kommt später was.
Schöner ist meist eine Anpassung, die auch noch das Eingangssignal verstärkt.
Die Schaltung ist wieder recht einfach und nachbausicher mit 2222A aufgebaut.

Verstärkung: 6 dB (Spannungsverstärkung)
Frequenzbereich: 300 kHz bis 50 MHz bei +/- 0,2 dB
Niedriges SWR bis etwa 50 MHz
Ausgangspegel: max 15 dBm
Betriebsspannung: 9 Volt
Strom ca. 70 mA
Eingang: 75 Ω
Ausgang: 50 Ω



Wir betrachten das Schaltbild, Simulationsdatei.
R4 ist der Innenwiderstand des Generators mit 75 Ω, also kein Bauteil auf der Platine.
Auch R7 mit 50 Ω ist kein echtes Bauteil, ist die Ausgangsimpedanz, also die Last.
Ebenso L2 mit 10 nH wird nicht bestückt, wurde aus Simulationsgründen eingefügt.

Anders sieht es mit L1 und L3 zu 18 nH aus, sind echte Spulen.
Da sofort die Entwarnung, lediglich eine Windung mit 11 mm Durchmesser, nicht kritisch.

Die Kondensatoren C3 bis C5 glätten die Betriebsspannung, Werte unkritisch.
C3 ist Tantal, man sollte möglichst nicht einen gewöhnlichen Elko nehmen.

Die eigentliche Verstärkerschaltung ähnelt der zuvor, diesmal nur ein PN2222A von ON.
Bei R1 handelt es sich um zwei induktionsarme Widerstände 27 Ω parallel.
C6 mit 47 pF machte sich in der Simulation gut, eventuell kommt da noch ein C parallel.

Auch die Koppelkondensatoren C1 und C2 sind nicht kritisch, C2 sollte NP0/C0G sein.
Gleiches bei C7, als ein Kondensator gezeichnet, wieder Parallelschaltung wie zuvor.

Wer will, kann auf der Platine einen 78L09 vorsehen, passt dann gut mit Netzteil 12 Volt.
Ausgangsseitig benötigt der dann keinen Kondensator, lediglich am Eingang z.B. 220 nF.

Simulationsdatei Anhang
Dort wieder .txt entfernen, die Schaltung wurde mit LTspice XVII erstellt.
Das Transistormodell PN2222A von ON ist vorhanden, muss also nicht extra geladen werden.
Für Interessierte, es ist dasselbe, wie auch beim Linearverstärker 10 dB zuvor.

Andreas

Reinhard, 100 MHz geht auch!

Die Simulation unterscheidet sich mal wieder von der Wirklichkeit.
Die Nacht brachte ich den Verstärker zum Laufen, habe erste Messergebnisse.
In der Praxis kommt der Einbruch bei der Impedanz bei ca. 70 MHz.
Interessanterweise geht die Verstärkung bei 100 MHz wieder was hoch.
Vermutlich hat sich da in der Praxis um 70 MHz eine Resonanz gebildet.

Lust auf auf Parameter ändern?
C6 bestimmt das Verstärkungsverhalten ab etwa 10 MHz.
Die Induktivitäten L1 und L3 spielen eher bei der Anpassung eine Rolle.
Wirklich optimiert habe ich die nicht, wollte zwei gleiche wegen einfacherem Nachbau haben.

Andreas

Was bedeutet schönes SWR?

Mit SWR ist Stehwellenverhältnis gemeint, standing wave ratio.
Wer sich für die Formel(n) und mehr interessiert, klicke Wiki an:
de.wikipedia.org/wiki/Stehwellenverh%C3%A4ltnis

Ist nicht festgelegt, mit "schön" meint man meist Werte, die unter 1,5 liegen.
Schauen wir in Reinhards Graphik bei 50 MHz und wir lesen Zin mit 59 Ω ab.
Teilen wir 75 durch 59, erhalten wir 1,29 als SWR, angenehmer Wert.

Das Tal bei 70 MHz
Spaßeshalber betrachtete ich den Bereich um 70 MHz genauer, echte Messung.
Der Verstärker ist auch über 50 MHz brauchbar, nur halt nicht mehr auf +/- 0,2 dB glatt.
Was bei mir 0 dB ist, ist auch etwa 0 dB in Reinhards Diagramm.


Andreas

Reinhard, ist richtig!

Beim Modell weiß ich nicht, ob es sich auf Die oder TO92 bezieht.
Bei B und C stört das hier wegen der zusätzlichen Induktivitäten nicht.
Aus Erfahrung weiß ich, daß es häufig Probleme beim Emitter gibt.
Ist da ernsthaft parasitäre Induktivität vorhanden, ist schnell alles versaut.
Geht hier aber auch wegen R1 mit 13,5 Ω.
Kommt später beim Aufbau, für R1 nahm ich SMD, nicht die Kohlewiderstände im Bild.
Das war mir doch zu heikel, allein schon die Induktivität der Anschlussdrähte.

Hier bei der Schaltung geht übrigens mehr bei der Frequenz, als die Simulation meinte.
So Fälle gibt es auch, jedoch seltener, eventuell positive Bauteilstreuung.
Der jetzige Aufbau ist aktuell C6 = 47 pF parallel 56 pF.

Andreas