Wozu braucht man eigentlich einen VNA, in der einfachsten Ausführung als Handgerät (in der Größe eines kleinen Smartphones) oft nanoVNA genannt? Oder besser gefragt, wüfür kann man ihn gebrauchen?

VNA = Vektorieller Netzwerk Analysator


Das hört sich ziemlich bedeutungsschwer an. Und es klingt so, als sei so ein (nano)VNA in der Welt von Unterhaltungselektronik und Audio-Schaltungen, Radios usw. wohl fehl am Platz und mehr etwas für Daten-Netzwerke. Das wäre aber eine Fehleinschätzung. Andreas, hat mich ermutigt, mir so ein Teil zuzulegen, was ich Anfang dieses Jahres dann schliesslich gemacht habe. Ich berichte Euch hier über meine bisherigen Erfahrungen mit dem von mir bei deepelec.com (BH5HNU) gekauften Modell

Der einfache nanoVNA-F (nicht die neuere Version V2 oder V3) ist ein inzwischen schon älteres Modell, das nur für einen eingeschränkten Frequenzbereich bis maximal 1,5 GHz geeignet ist, strebt man Genauigkeit an, aber nur bis ca. 1 GHz, höchstens 1,2 GHz. Das neuere Nachfolgemodell nanoVNA-F V2 schafft bis max. 3 GHz, das neueste nanoVNA-F V3 bis max. 6 GHz.

Da ich nicht in der Funkamateur-Welt werkele, sondern allenfals an UKW u.ä. interessiert bin, reicht mir der geringere Frequenzbereich des Einstiegsmodells. Mir kam es auf solides Gehäuse (Metall) an, ein etwas grösseres Display von ca. 4 Zoll und einen Preis von nicht wesentlich mehr als 100 € für meine begrenzten Zwecke.

Was misst man mit dem (nano)VNA?
Es gibt zwei "Anschlüsse" für das Messen, in der Welt der HF-Technik nennt man sie "Ports".

Port 1 ist ein Ausgang, der von einem Signalgenerator im VNA gespeist wird, der eine Ausgangsimpedanz von exakt 50 Ohm hat. Dort schliesst man das zu untersuchende Messobjekt an, von dem man den Streuparameter S11 bestimmen will. S11 ist ein Maß für die Reflexion der Hochfrequenz zurück in den Port 1. Hat man z.B. eine sog. Fehlanpassung, d.h. der Wellenwiderstand eines HF-Kabels oder die Eingangsimpedanz einer HF-Schaltung oder einer Antenne ist für die anstehende Frequenz nicht an die 50 Ohm Ausgangsimpedanz des Ports 1 angepasst wird sich das in einer erhöhten Reflexion, also einem erhöhten S11 zeigen. Man kann also vereinfacht sagen: An Port 1 misst man, ob das angeschlossene Messobjekt die gewünschte Impedanz-Anpassung aufweist und wie sich diese über den eingestellten Frequenzbereich verändert. Man kann also die Frequenz von 10 kHz bis z.B. 1 GHz durchfahren und dabei S11 aufzeichnen. Die Angabe erfolgt dabei wahlweise im Smith-Diagramm, als Realwert der Impedanz in Ohm, als komplexer Wert der Impedanz, als Stehwellenverhältnis, als S11 Wert absolut oder als Reflexionsverlust (return loss) in dB oder alles zusammen, ggf. noch mit äquivalenten, bzw. parasitären Reaktanzen in parallel, bzw. Serienschaltung.

Port 2 ist ein Eingang mit einer Eingangsimpedanz von exakt 50 Ohm. Die Eigenschaften des an Port 2 eingehenden HF-Signals werden angezeigt bezüglich
- Verstärkung bzw. Dämpfung (S21) in dB und die Phase, bezogen auf den Ausgangspegel von Port1,
- Gruppenlaufzeit in ns.

Im Prinzip kann man also den VNA als HF-Signalgenerator und als HF-Signalanalysator an z.B. einer aktiven Verstärkerschaltung nutzen, wobei man in einer Messung sowohl information über die Anpassung des Verstärkereingangs (S11) als auch den Frequenz- und Phasengangang (Verstärkung S21) erhält. Das hat allerdings einen großen Haken: Wenn man an einer Schaltung unter Spannung misst, muss man die kritischen Gernzwerte für die max. zulässige DC- und AC Spannung an Port 1 und Port 2 genau beachten. Die dürfen zu keinem Zeitpunkt und bei keiner Frequenz überschritten werden. Man arbeitet zweckmässig mit einem ausreichenden externem Abschwächer vor dem Port 2 und achtet darauf, dass die HF-Verstärker-Ein- und Ausgänge potentialfrei sind.

Gefahrloser sind Messungen an passiven Schaltungen und Antennen ("stromlose Messobjekte") durchführbar. Z.B. an passiven Filtern, Kapazitäten, Induktivitäten, Koaxialkabeln, Antennen u.dgl.

Was man dem nanoVNA-F zumuten kann/darf und welche Messbereiche möglich sind, zeigen die Technischen Daten:



Nach Kalibrierung erreiche ich für S11 bis -65 dB bei 300 MHz und bei 1 GHz bis -50 dB (Rauschteppich).
S21 ist bei 10 MHz noch bis unter -100 dB messbar, bis -80 dB bei 100 MHz und bis -60 dB bei 1 GHz.

Bedienung und Messbeispiele:
dc4ku.darc.de/NanoVNA.pdf

Es gibt sehr viele Tutorials, Videos, Beschreibungen und Anleitungen im WWW. Teils mehr oder weniger gut. Das hängt von der Fragestellung und der Erfahrung des jeweiligen Autors ab. Es gibt auch sehr viele Varianten meines nanoVNA-F mit sehr ähnlich klingenden Bezeichnungen. Die Versionen unterscheiden sich aber trotz äusserlich nur minimalen Unterschieden teilweise erheblich in der Leistungsfähigkeit (z.B. Frequenzbereich, dynamisch nutzbarer Messbereich, Displaygrösse, Gehäuse, Art der Portanschlüsse, Software, Firmware, usw.). Schaut man mal über eine Suchmaschine nach "nanoVNA" oder bei Amazon, ebay, AliExpress u. dgl. bekommt man viele Seiten Angebote von 50 € bis über 1000 €, ja nach Anspruch, Hersteller, usw. Auch dasselbe Modell kotet von verschiedenen Händlern gerne mal 30% mehr oder weniger.

Wer nur unterhalb 1 GHz misst, ist mit dem nanoVNA-F gut bedient. Wer über 1 GHz benötigt, sollte sich nicht darauf verlassen, dass man ja bis 1,5 GHz noch messen könnte (dazu mehr später), sondern sollte unbedingt zu einem 3 GHz oder 4 GHz Gerät greifen, das inzwischen für ca. 100-140 € schon erhältlich ist. Oder sogar ein 6 GHz Gertät nehme, das man für unter 200 € bekommt.


Mit dem Gerät kommen:
Kalibrierset (50 Ohm Abschluss, offener Abschluss, geschlossener Abschluss)
2 Koax-Kabel
Doppelweibchen-Verbinder
Doppelmännchen-Verbinder
Eckverbinder
Touch-Pen

Die Verbindung zum PC/Laptop erfolgt über einen USB-C Anschluss. DIe PC-Software zur Messung mit dem nanoVNA ist Freeware ("NanoVNA-saver"). Ich bevorzuge die Bedienung am PC, da sie sehr viel übersichtlicher und einfacher ist als sich am nanoVNA Display durch die vielen Menü-Ebenen klicken zu müssen. In meinem Fall führe ich die Kalibrierung und Speicherung der Kalibrierung allerdings immer am nanoVNA selbst durch, nicht über die PC-Software. Ich habe erlebt, dass die in der PC-Software gespeicherte Kalibrierung vom VNA nicht übernommen wurde. Das ist eine Kleinigkeit, wenn man es weiss.

Zum Training der Bedienung und Benutzung des nanoVNA empfiehlt sich das RF-Demo-Kit, das man dafür kaufen kann. Das ist eine Platine mit Test-Bauteilen und Applikationsbeispielen sowie den nötigen beiden Anschlusskabeln. Im nächsten Teil zeige ich dazu Mess-Beispiele.

Ohne etwas Theorie und das Verstehen, was mit dem VNA z.B. im Smith Chart angezeigt wird und wie es zu lesen ist, geht es nicht. Man muss sich mit der Darstellung von Wirk- und Blindwiderstand in der komplexen Ebene vertraut gemacht haben.

Zur Einführung in das Smith Chart hatte Andreas schon mal kurz etwas geschrieben. Ich finde dafür auch dieses Video ganz gut:



und eines in deutsch:




Beispielmessungen an variablem HF-Abschwächer ("Eigenbau mit Preh-Dämpfungssteller") für 10 MHz (UKW-ZF) bis UKW-Bereich (< 110 MHz).

Zunächst aber eine ganz einfache Messung, die Überprüfung eines variablen HF-Abschwächers auf der Basis eines (inzwischen antiken) HF-Abschwächer-Potis des Herstellers Preh, das seinerzeit (bis in die 1970iger Jahre) auch in HF-Signalgeneratoren verbaut wurde. Dort ist eingeprägt: "60 Ohm". Bei mir in eine "Keksdose" eingebaut und Skala seinerzeit mit einem HF-Powermeter oder Oszilloskop kalibriert (ich weiss schon nicht mehr sicher, wie ich es gemacht hatte). I
ch habe es oft mit guten Ergebnissen und ohne weitere Anpassung an 50 Ohm verwendet.

Wie groß war damit mein "Anpass-Fehler"?
Bis zu welcher Frequenz "stimmt" der Abschwächer?
Bis zu welcher Abschwächung ist er bei 100 MHz noch zu gebrauchen?



Der Abschwächer wird zwischen die Ports 1 und 2 des VNA geschaltet, nachdem dieser samt den Anschluss-Kabeln kalibriert wurde.
der Messbereich ist 10 kHz - 120 MHz. Mich interessiert dabei besonders 10,7 MHz (UKW-ZF und 87-108 MHz (UKW).
Marker sind gesetzt bei 10,7 MHz, 87 MHz und 108 MHz.

1. Abschwächer auf -10 dB am Drehknopf gestellt:


Im Smith-Chart erkennt ma, dass S11 einen engen Kreis um den 50 Ohm-Punkt beschreibt - optimal! Der Abschwächer ist also perfekt an 50 Ohm ohne weitere Anpassung verwendbar. Tatsächlich liegt seine Impedanz viel näher an 50 Ohm (zwischen 52 und 47 Ohm) als an den aufgestempelten "60 Ohm" (zur Zeit seiner Produktionwar bei Messgeräten 60 Ohm üblich).
Return-Loss S11 ist gleich oder besser als -30 dB, sehr guter Wert. Dementsprechend auch sehr gutes Stehwellenverhältnis von < 1,07
Und vor allem, die Dämpfung ist präzise -10 dB und brettgerade über den gesamten Frequenzbereich bis 120 MHz.


2. Abschwächer auf -60 dB am Drehknopf:


Bis einschliesslich -50 dB bleibt die Frequenzunabhängigkeit der Abschwächung sehr gut, ähnlich wie bei -10 db. Erst bei -60 dB Abschwächung sieht man den Beginn eines leichten Anstiegs von S21 mit der Frequenz im UKW-Bereich. Bei -60 dB aber noch hinreichend wenig. S11 immer noch sehr gut.


3. Abschwächer auf -80 dB am Drehknopf:


Bei -70 dB verliert die Abschwächung ca. 5 dB bei 120 MHz, stimmt aber bei 10,7 MHz noch gut.
Bei -80 dB ähnliches Bild, verliert aber schon ca. 9 dB bei 120 MHz, bei 10,7 MHz immer noch gut.


4. Grenzwert Abschwächung -90 dB am Drehknopf:

Selbst bei der Stellung "-90 dB" stimmt der Abschwächer noch für 10,7 MHz. Aber bei 120 MHz hat er ca. 12 dB an Abschwächung verloren, im UKW-Bereich ca. 10 dB weniger Abschwächung. Man sieht, wie bei ca. 100 MHz die Messkurve unruhig wird. Es wird gleichzeitig die Messgrenze des VNA errreicht.

Die Brauchbarkeit (Genauigkeit) dieses Preh-Dämpfungsstellers ist durch die VNA-Messung geklärt: bis -60 dB Abschwächung für < 120 MHz, bis -90 dB für 10,7 MHz genau. Impedanz ist 50 Ohm.


Es folgt ein Beispiel mit Messungen an (Wilkinson)-Combinern (Splittern), mit dem sich zwei HF-Signale unterschiedliche Frequenzen zusammenführen lassen oder ein Signal auf zwei Ausgänge (fast) verlustfrei teilen lässt.

Gruß
Reinhard

VNA Messung eines Wilkinson Combiner / Splitter - Hot oder Schrott?

Manchmal möchte man zwei Signale mit eng zusammenliegenden verschiedenen Frequenzen auf eine Koaxialleitung zusammenführen. Damit kann man z.B. die Trennschärfe eines Empfängers testen. Wieviel stärker muss das Nutzsignal gegenüber dem Störsignal bei vorgegebenem Frequenzabstand sein, damit der Signal-Rauschabstand S/N oder SINAD sich nicht mehr als um ein vorgegebenes Mass verschlechtert?
Dafür verwendet man einen Combiner. Man kann dafür nicht einfach einen T-Verbinder nehmen (wie bei NF), weil damit die Anpassung nicht mehr stimmen würde und sich beide Signalquellen gegenseitig beeinflussen können. Eine gute Lösung ist der Wilkinson Combiner (Wilkinson Splitter genannt, wenn man ihn in die andere Richtung verwendet). Der Wilkinson Combiner hat die Aufgabe, die beiden HF-Signale zweier Signalquellen (Generatoren) nahezu verlustfrei auf eine Leitung zu kombinieren (geringe Durchgangsdämpfung erwünscht) und dabei gleichzeitig eine mögliche Beeinflussung beider Signalquellen dadurch zu vermeiden, dass an beiden Eingangsports der Pegel der jeweils anderen Quelle möglichst gut unterdrückt wird (hohe Isolation gewünscht).

Der Wilkinson Combiner (Splitter) ist auf einen relativ engen Frequenzbereich abgestimmt, in dem er die beiden genannten Anforderungen gleichzeitig erfüllt. Bei der Nennfrequenz arbeitet er optimal. Jenseits davon (zu beiden Seiten) fällt i.a. die Isolation ab.

1. Selbstbau Wilkinson Combiner
Gebaut aus zwei 75 Ohm-Koaxialkabeln. Ich wollte ihn eigentlich auf 96-98 MHz abstimmen, habe aber die Kabellängen an jedem Kabel-Ende um ca. 7 mm zu kurz abgeschnitten (es zählt am Ende nur die Länge, die der Isolator und die Abschirmung hat, nicht die letztlich verbleibende Länge des Innenleiters). So bin ich am Ende bei 101 MHz gelandet. Damit kann ich bei UKW aber immer noch gut arbeiten.



Das Ganze ist wieder in der schon bekannten "Keksdose" untergebracht:



Wie schlägt er sich, hot oder Schrott? Die Messung mit dem nanoVNA gibt Aufschluß.

1. Isolation der beiden Eingangsports gegeneinander, sie soll möglichst groß sein. Ein Wert von 20 dB oder mehr soll vorhanden sein. gilt als "gut".

In diesem Fall ergibt die Messung: -26 dB bei 101,5 MHz, also sehr gut:



2. Durchgangsdämpfung (von einem der beiden Eingänge auf den Ausgang) und Reflexion am Eingang (S11). S21 für den Durchgang soll betragsmässig nicht wesentlich grösser als -3 dB sein. Bei -3 dB ist der Durchgang verlustfrei, da -3dB der theoretisch maximale Wert ist. Als Durchgangsdämpfung bezeichnet man hier also die gemessene Gesamtdämpfung abzüglich -3 dB. Ein Wert von < -1 dB gilt als ordentlich.
Die Reflexion (S11) soll möglichst gering sein, Stehwellenverhältnis möglichst nahe an 1,0.

Messung:
Durchgangsdämpfung bei 101,5 MHz = -3,6 dB - (-3 dB) = -0,6 dB
S11 return loss = -21 dB, Stehwellenverhältnis 1,2 , Zin = 59,3 Ohm noch gut brauchbar, nicht ganz perfekt.



Ergebnis:
Gut brauchbar für 89-108 MHz (wenigstens 20 dB Isolation) bei ca. 0,6 dB Einfügedämpfung.



Ein Chip-basierter Combiner/Splitter - was taugt der? Ist der wirklich von 100 kHz bis 500 MHz zu gebrauchen?

Kannte ich bislang noch nicht, die Daten lesen sich gut, preiswert ist er auch (China).
Angegeben ist er mit: 100 kHz - 500 MHz, Isolation 25 dB oder besser, return loss -20 dB oder besser. Es werkelt ein Chip SPA-0501-25.
So breitbandig, noch viel besser als ein Wilkinson Combiner/Splitter - kann das sein?



VNA-Messungen (1 MHz-600 MHz):



Isolation von 26 dB oder besser bis 500 MHz - stimmt! Bei 10,7 MHz sogar 38 dB (!), bei 87-108 MHz besser als 31 dB.
S11 return loss besser als -20 dB bis fast 480 MHz gemessen. Stehwellenverhältnis 1,14 bis 120 MHz.
Durchgangsdämpfung < 0,6 dB bis 500 MHz gemessen. Bei 10,7 MHz gar keine Durchgangsdämpfung messbar, im UKW-Bereich 87 bis 108 MHz nur winzige < 0,13 dB Durchgangsdämpfung.

DAS ist überragend. Ab jetzt für 10,7 MHz und UKW bis 108 MHz mein bevorzugter Combiner/Splitter! Kein Wilkinson Splitter schafft das.



Nach zweimal Top, nun auch mal Schrott (für den genannten Frequenzbereich bis 120 MHz):

Im Internet, auf den üblichen Verkaufsportalen von ebay, Amazon, Aliexpress....bis sogar hin zum Funkamateurshop box73 wird ein Microstrip-Splitter/Combiner für angeblich 100 MHz - 2700 MHz offeriert. Schön, dachte ich, wenn der auch noch bei 100 MHz halbwegs ordentlich arbeitet, kann ich den ja für UKW bei 100-108 MHz wohl auch verwenden. Irrtum!

Wie er beworben wird, und was er tatsächlich nur kann:


Messung:


Die versprochene Isolation von 20 dB wird nur im Frequenzbereich zwischen den beiden Markern, 780 MHz bis 1100 MHz, erreicht. Die optimale Arbeits-Frequenzmit max. 29,5 dB Isolation liegt bei 1,000 GHz.
Bei 1 GHz messe ich ein Stehwellenverhältnis von 1,4 und ein return loss von -14,7 dB. Die Einfügedämpfung ist < 0,6 dB.

Es ist also klar, dieser Microstrip-Combiner ist für eine Nennfrequenz von 1 GHz und hat einen Arbeitsbereich (20 dB Isolation) von 780 MHz -1100 MHz. Wie der für 100 MHz bis 2700 MHz beworben werden kann, ist mir rätselhaft. Ein grober Fehler!

Was man an der Messung mit dem nanoVNA-F hier sieht...Sprünge in den Kurven. Die treten immer bei den selben Frequenzen auf, sind mal stärker störend, mal weniger. Hier stärker. Ich habe mit gestrichelter Linie auf die vermutlich wahre Kurve extrapoliert. Die Sprünge sind in einer mir nicht genau bekannten Weise von einer Umschaltung innerhalb des nanoVNA-F verursacht. Dessen Grundfrequenzbereich geht nur bis 300 MHz. Offenbar wird bei 280 MHz auf die 3. Harmonische umgeschaltet und von ihr der Bereich > 280 MHz bis 840 MHz abgedeckt. Bei 840 MHz tritt einer dieser Sprünge auf. Von 840 MHz bis 1400 MHz wird die 5. Harmonische verwendet

Gruß
Reinhard

NanoVNA-F Unzulänglichkeiten - was evtl. stören kann

Ich komme nochmal darauf zurück:
...Sprünge in den Kurven.
Die Sprünge sind in einer mir nicht genau bekannten Weise von einer Umschaltung innerhalb des nanoVNA-F verursacht. Dessen Grundfrequenzbereich geht nur bis 300 MHz. Offenbar wird bei 280 MHz auf die 3. Harmonische umgeschaltet und von ihr der Bereich > 280 MHz bis 840 MHz abgedeckt. Bei 840 MHz tritt einer dieser Sprünge auf. Von 840 MHz bis 1400 MHz wird die 5. Harmonische der Grundfrequenz bis 280 MHz verwendet. Darüber muss es die 5. Harmonische der weiter bis 300 MHz hochgetriebenen Grundfrequenz sein. Auch bei 1400 MHz sieht man wieder einen Absatz/Sprung. Die Sprünge treten auch bei noch so penibler Kalibrierung auf und sind von allen Einstellungen am Gerät unabhängig.

Es gibt bei 840 MHz und bei 1400 MHz auch jeweils einen schlagartigen Anstieg des Rauschens, wohl aus dem gleichen oder einem ähnlichen Grund.

Hier die Sprünge bei 840 MHz und 1400 MHz bei der Isolationsmessung des Microstrip Combiners/Splitters.


Das ist unschön und deshalb kann ich den nanoVNA-F in der Version bis max. 1,5 GHz auch nicht für höhere Frequenzen empfehlen und rate dringend zur 3 GHz Version oder - noch besser - zur 6 GHz Version, wenn man oberhalb 1 GHz Anwendungen hat.

Die Versionen bis 1,5 GHz verwenden als Oszillator einen Chip Si5351, der nur bis 200 MHz spezifiziert ist. Er wird hier dennoch bis 280 MHz für bis 1,4 GHz (5. Harmonische) und bis 300 MHz mit der 5. Harmonischen von 1,4 GHz bis 1,5 GHz eingesetzt.Ich halte den Bereich von 1,4-1,5 GHz bei meinem nanoVNA-F nicht mehr für quantitative Zwecke nutzbar, das ist nur noch ein "Schätzbereich.

Darüberhinaus treten kleinere Sprünge/Diskontinuitäten im Kurvenverlauf auch bei festen anderen Frequenzen auf, nicht nur bei 840 und 1400 MHz.
Nämlich bei:

101
130
180
280
460
600
840
1200
1400 MHz

Die sieht man hier schön als "Ausreisser nach oben" in der stark gedehnten Durchgangskurve ("S21", korrekter S32) des Chip Splitters/Combiners gemessen mit dem NanoVNA-F bei 101, 130, 180, 280, 460 und 600 MHz, das sind Artefakte des NanoVNA-F:




Sie sind meist nur klein und übersehbar, ebenfalls nicht wegzukalibrieren. Für ein Gerät für 100 € muss man wohl mit solchen Effekten leben und dann "vernünftig" inter- oder extrapolieren oder ignorieren. Auf dem kleinen 4"-Display des Geräts sind solche Dinge sowieso nicht erkennbar, auf dem PC mit der nanoVNA-saver Software schon.

Der NanoVNA-F V2, wie auch NanoVNA V2 und NanoVNA V3 und andere Modelle für 3, 4 oder 6 GHz sind mit ADF4350 als zusätzliche Oszillatoren erweitert. Das ist eine wesentliche Verbesserung gegenüber den 900 MHz-1500 MHz Modellen, wie meinem NanoVNA-F der ersten Version.

Damit habe ich auch schon alles geschrieben, was ich auszusetzen habe.

Mit Messbeispielen an Einzelbauteilen (Kondensator, Spule, Widerstand) und Beispielen des als Zubehör käuflichen "RF-Demo-Kit" geht es hiernach weiter.

Gruß
Reinhard

Schön, dass dieses Thema Interessenten hat!

Ich mache hier weiter mit der Messung von Kondensator, Spule, Widerstand.

Und sofort ein Einwand von mir: Ich empfehle ausdrücklich nicht, Widerstände mit dem VNA zu messen. Das ist viel zu umständlich, fehlerträchtiger und ein ordentliches Multimeter macht das besser und 100x schneller. Wenn man sich allerdings einen Eindruck verschaffen möchte wie stark ein bestimmter Widerstand bei HF von parasitären Eigenschaften geplagt ist, kann man den VNA dafür einsetzen.

Auch für Kondensatoren gibt es preiswerte und recht genaue Kapazitätsmessgeräte, die bis zu 1 pF runter mit einer Genauigkeit von bis zu +/- 0,5 pF messen können (wenn man sorgfältig arbeitet). Also auch dort gilt: Für Kapazitätsmessung ist der VNA zu umständlich. Aber wenn man z.B. den Verlauf der Impedanz über einen weiten Frequenzbereich bis in die HF-Region sehen möchte, dafür ist der VNA ideal und andere Methoden, solche Information zu erhalten sind ungleich aufwändiger.

Kondensator mit dem VNA messen:

Nur Port 1 des VNA ist dafür nötig. Ich habe ein wie in der Abb. gezeigt, einen Adapter an PORT 1 angeschraubt, der zwei Klemmen hat, in die das zu messende Bauteil eingespannt wird. Vorweg, wird die Kalibrierung mit diesem Adapter an Port 1 für den Frequenzbereich und die Messeinstellungen gemacht (reset, Calibration, offen, geschlossen, Lastabschluss 50 Ohm, done, save...). Man sollte darauf achten, dass man immer erst den kompletten Adapter an der weiblichen SMA PORT 1 Buchse des VNA abschraubt, bevor man an ihm hantiert, z.B. das Bauteil einklemmt. Andernfalls kann man zu viel Kraft (Hebelwirkung!) auf dan SMA-Anschluss ausüben und ihn leicht beschädigen.





Messung: S11, Smith Chart

Vorgehen:
1.Man macht einen S11 Frequenz-Sweep auf dem Smith Diagramm.
2. Anschliessend setzt man einen Marker senkrecht unter dem 50 Ohm Zentrumspunkt auf den unteren Halbkreis, genau an die Stelle, wie in der Grafik gezeigt:



Der Marker befindet sich dann bei der Frequenz, bei der der ohmsche Widerstand ca. Null Ohm und der kapazitive Blindwiderstand 50 Ohm ist, gleichzeitig ist die S11-Phase -90°bei dieser Frequenz.
Der Kapazitätswert wird in den dem Marker zugeordneten Angabe für Parallel X (= Series X für den bezeichneten S11 Punkt) direkt abgelesen.
Wird der Marker auf der Peripherie im unteren Halbkreis weiter links (zu grösserer Frequenz hin) gesetzt, wird das Ergebnis zunehmend fehlerhaft, da zunehmend ein induktiver Blindwiderstand zusätzlich einwirkt, der bei Überschreitung des 0 Ohm Punkts (Kurzschluss, short) auf der Horizontalen, äusserst links, dominant wird.

Dagegen ist eine kleinere Frequenz als die an der bezeichneten -90° S11 Marker Position (nach rechts auf der unteren Halbkreisperipherie) viel weniger schädlich, aber man verliert auch dabei etwas an Genauigkeit.


Keramik-Rohrkondensator (ca. 1967), 100 pF Nennkapazität. Mit LCR-Meter gemessen: 104,5 pF bei 1 kHz.



Ergebnis:
Parallel X = Series X = 105,2 pF bei Marker 2 (grün)
Übereinstimmung mit der LCR-Meter-Messung innerhalb 1%.

An der roten Markerposition bei 245 MHz wechselt der Blindwiderstand von kapazitiv (= untere Hälfte der Kreisfläche) in induktiv (= obere Hälfte der Kreisfläche). Die Impedanz fällt zum Übergangspunkt (= Resonanz-Minimum) ab. Anschliessend ein mit der Frequenz zunehmenden induktiver Blindwiderstand. Oberhalb der Resonanzstelle hat der Kondensator keine Kapazität mehr, nur noch induktive Eigenschaft.


WIMA Folienkondensator, 100 pF +/- 2,5 % Nennkapazität. Mit LCR-Meter gemessen: 101,5 pF bei 1 kHz.



Ergebnis:
Parallel X = Series X = 100,6 pF bei Marker 2 (grün)
Übereinstimmung mit der LCR-Meter-Messung innerhalb 1%.

Selbst bei 250 MHz ist dieser Folienkondensator bei gleicher Kapazität noch deutlich vom Kurzschlusspunkt entfernt, d.h. vom vom Impedanzminimum, bei dem induktiver Einfluß anfängt, zu überwiegen. Erstaunliches Ergebnis: Dieser Folienkondensator ist für Anwendungen im HF-Bereich dem Keramik-Rohrkondensator überlegen, da er eine geringere parasitär-induktive Eigenschaft hat. Offenbar hat die kleine Drahtwicklung auf dem Keramikrohr ungünstigen induktiven Einfluß.



Vishay Folienkondensator, 1000 pF +/- 1 % Nennkapazität. Mit LCR-Meter gemessen: 1003,4 pF bei 1 kHz.



Ergebnis:
Parallel X = Series X = 1003,4 pF bei Marker 2 (grün)
Übereinstimmung mit der LCR-Meter-Messung.

Bei diesem Kondensator höherer Kapazität wird die Resonanz-Grenze für beginnendes Überwiegen der induktiven Eigenschaft schon eher, bei 88 MHz erreicht, was wegen des grösseren Wickels, der für die grössere Kapazität erforderlich ist, zu erwarten war.



Styroflex-Kondensator, 1000 pF Nennkapazität. Mit LCR-Meter gemessen: 941 pF bei 1 kHz.



Ergebnis:
Parallel X = Series X = 883,8 pF bei Marker 2 (grün)
6 % kleinere Kapazität als mit der LCR-Meter-Messung.Warum? ich weiss es nicht.

Gegenüber dem 1000 pF Folienkondensator (Vishay) weist der Styroflexkondensator, da er gewickelt ist, eine grössere parasitäre Induktivität auf. Resonanz (Impedanzminimum) erfolgt bereits bei 82 MHz, 6 MHz niedriger als der 1000 pF Vishay Folienkondensator. Oberhalb der Resonanzfrequenz gibt es nur noch induktives Verhalten.


Große Kapazitäten
Auf die gezeigte Weise sind nur kleine Kapazitäten messbar. Bei großen Kapazitäten, z.B. im dreistelligen nF-Bereich bis in den einstelligen µF-Bereich setzt man den Marker auf 50 kHz und liest Parallel X = Series C
bei 50 kHz aus. Die Genauigkeit ist damit nicht mehr so gut. Aber meist reicht es aus.


Es geht weiter mit Induktivitätsmessung mit dem NanoVNA an Spulen und Widerständen.


Gruß
Reinhard

Spule mit dem VNA messen

Das Vorgehen ist wie bei der Messung der Kapazität im letzten Beitrag beschrieben. Nur wird bei der Messung der Induktivität nach dem S11-Frequenz-Sweep der Marker auf die Peripherie oberhalb des 50 Ohm Punktes gesetzt. Das entspricht der S11 Phase von +90°. Bei dieser markerfrequenz kann unter Parallel X = Series L die Induktivität direkt abgelesen werden.




Luftspule
mit LCR-Meter bei 7,8 kHz gemessen: 0,65 µH (+/- 0,05 µH) // mit L/C -Meter LC-200A 0,5 µH +/- 0,1 µH (bei 795 kHz mit Resonanzmethode) // mit ELV ESR1 bei 67,4 kHz gemessen: 0,57 µH +/- 0,03 µH

Luftspule.jpg



Ergebnis:
Parallel X = Series L = 605 nH bei Marker 2 (grün)


An der roten Markerposition bei 236 MHz wechselt der Blindwiderstand von induktiv (= obere Hälfte der Kreisfläche) in kapazitiv (= untere Hälfte der Kreisfläche). Die Impedanz hat am Übergangspunkt ein Maximum. Sie steigt wegen des mit der Frequenz zunehmenden induktiven Blindwiderstands bis zu dieser Frequenz an und fällt anschliessend wegen des mit der Frequenz abnehmendenkapazitiven Blindwiderstands ab.


Festinduktivität 1 µH (ähnelt im Aussehen einem kleinen Metallfilmwiderstand) Mit LC-200A gemessen: 0,97 µH //mit LCR-Meter 1,0 µH bei 1 kHz.



Ergebnis:
Parallel X = Series L = 0,92 µH bei Marker 2 (grün)
Die Fest-Induktivität hat einen ohmschen Widerstand von max. 0,73 Ohm (siehe Marker bei 50 kHz, Parallel R)



Hochlast- (Emitter)-Widerstände (sog. "Zementwiderstände") mit beachtlicher Induktivität:



Ein Ergebnis wie bei einer Spule zeigt sich für einen Vitrohm Keramik-Draht-Hochlastwiderstand (Zementwiderstand) 0,27 Ohm (+/-10 %) / 3 W, wie er in NF-Endstufen als Emitterwiderstand Verwendung findet.
Der Widerstand verhält sich am VNA wie eine Spule: Induktivität von 117 nH (grüner Marker) und ohmscher Widerstand (R Parallel bei 50 kHz) von max. 0,28 Ohm:



Endlich mal ein Zahlenwert, mit welcher Induktivität man bei diesen und ähnlichen Endstufen-Emitterwiderständen zu rechnen hat: ca. 90-120 nH.
Vergleichsmessung mit dem LC 200A ergab dort 98 nH und die RLC Messbrücke zeigt 0,253 Ohm.

Bei einen 9 W / 0,22 Ohm Keramik-Hochlast-Drahtwiderstand (Zementwiderstand) habe ich mit dem VNA eine Induktivität von 97 nH gemessen, also ähnlicher Wert.


Hochlast-(Emitter-) MOX-Widerstände (Metalloxid-Widerstände), die praktisch induktionsfrei sind:

MOX 0,27 OHm 2 W.jpg

Metalloxid-Hochlastwiderstand (MOX), 0,27 Ohm, 3 W:
Widerstand für die gleiche Anwendung, gleicher Wert, wie der Vitrohm Drahtwiderstand. In normaler, zylindrischer Bauform, wie bedrahtete Widerstände, aber aussen keramikartig überzogen und erkennbar induktionsfrei. Bei hoher Frequenz (250 MHz, roter Marker) leichter kapazitiver Beschlag von ca. 234 pF erkennbar. (Achim hatte diese Widerstände für den Saba 9241/9260 empfohlen statt der original verbauten 0,27 Ohm Drahtwiderstände, damals von ihm schon geschrieben, sie seien induktionsfrei, was gegen eine Schwingneigung der Endstufe günstig wirkt).



Ergebnis:
Praktisch so gut wie keine Induktivität erkennbar.
Ohmscher Widerstand von max. 0,28 Ohm (siehe Marker bei 50 kHz, Parallel R)

Sonst gilt noch:
Kohlemassewiderstände sind sehr induktionsarm und daher wurden sie noch länger in UKW-Frontends/Mischteilen verbaut. Man sollte sie nicht ohne Not dort durch Metallfilm- oder Kohleschichtwiderstände ersetzen. An anderen Stellen (im NF-Verstärker-Teil) sollte man sie aber vorsorglich ersetzen, da sie über die Jahrzehnte unzuverlässig werden können, wenn sie stärker belastet sind. In den 1960iger Jahren (und früher) wurden gepresste Kohlemassewiderstände überall verbaut.
Heutzutage werden fast ausschliesslich SMD-Widerstände bei induktionsarmen Anforderungen benutzt. Je kleiner sie sind, um so induktionärmer. Die Handhabung der ganz kleinen ist aber eine Qual.


Große Induktivitäten
Auf die gezeigte Weise sind nur relativ kleine Induktivitäten bis in den 2- oder unteren dreistelligen µH-Bereich messbar. Bei großen Induktivitäten, z.B. im mH Bereich, setzt man den Marker auf 50 kHz und liest Parallel X = Series L bei 50 kHz aus. Die Genauigkeit ist nicht mehr ganz so gut, aber meist kommt man damit noch zurecht, wenn es sein muss.


Wird fortgesetzt....


Gruß
Reinhard

Hallo Michael,

hätte ich gemacht, habe aber keinen Metallbandwiderstand in meinem Bestand gehabt.

Gruß
Reinhard

...weiter mit Messbeispielen.

Wenn man tiefer einsteigt - Messung von Spulen reloaded

Ich hatte die Messung der Induktivität einer einfachen Luftspule mit 0,6 µH oben gezeigt. Die habe ich mir nochmal vorgenommen (gleiche Spule, aber nicht unbedingt dieselbe, ich habe vier davon, die gleich aussehen, sich aber ganz wenig unterscheiden können). Also schimpft nicht, wenn ich vorher 605 nH gemessen hatte und diesmal 613 nH.

Es geht mir um die Frage, inwieweit die gemessene Induktivität frequenzabhängig ist. Bei einer IDEALEN Spule ist sie das nicht - wissen wir. Die Welt ist aber nicht ideal. Eine Luftspule kommt schon recht nahe an ideales Verhalten, viel besser als eine Spule mit Ferritkern, darauf will ich hinaus. Das kann man schön mit VNA-Messungen nachvollziehen. Ich vergleiche hier im zweiten Schritt mit der Frequenzabhängigkeit der Induktivität einer Ringkerndrossel aus einem PC-Schaltnetzteil.


1. Luftspule 0,6 µH

Man kann sich vom VNA den Wert S11 Serial L als Funktion der Frequenz ausgeben lassen. Ich habe wieder drei Marker gesetzt. Der grüne Marker bezeichnet den "Nennwert" von 613 nH (bei S11 Phase +90°). Der rote Marker ist bei 50 kHz, der pinke Marker ist auf der Resonanzstelle bei 240 MHz.



Am Verlauf von S11 Serial L sieht man, dass die Induktivität über einen großen Bereich, von ca. 100 kHz bis ca. 53 MHz, recht konstant ist. Von 100 kHz mit 680 nH fällt sie bis auf 613 nH am Punkt des grünen Markers, um dann langsam zur Resonanzstelle wieder leicht anzusteigen. Bei 53 MHz kann man immer noch einen Wert ähnlich zum "richtigen" Wert (an der Position des grünen Markers) ablesen: 618 nH. Anschliessend, näher zur Resonanzstelle, steigt die angezeigte Induktivität dann zunehmend steiler an und wird schliesslich "unsinnig". Jenseits der Resonanz ist das Verhalten kapazitiv dominiert, im Smith Chart geht S11 in die untere Charthälfte für den kapazitiven Blindwiderstand, eine sinnvoller Induktivitätswert ist da nicht mehr bestimmbar.


2. Ringkerndrossel, ca. 13 mm Durchmesser, ca. 5 mm stark, 8 Windungen CuL, Drahtdurchmesser ca. 1 mm. Ringkern ist grün glasiert
- vermutlich SIFERRIT R12,5 T38 oder T42 (Anwendungsbereich: 0-100 kHz), Permeabilität ca. 10000 bis 12000 -

Ich messe für die Ringkernspule mit einem RLC-Messgerät:
461 µH bei 100 Hz
450 µH bei 1 kHz
436 µH bei 7,8 kHz

Das UNI-T UT603 zeigt mir 405 µH an (Messfrequenz ca. 98 kHz)
Es sieht also danach aus, dass die Induktivität der Ringkerndrossel stärker frequenzabhängig ist und mit steigender Messfrequenz abfällt. Das bestätigt die Messung mit dem VNA.


Messung mit dem VNA:

S11 Serial L
Der Verlauf ist völlig anders, kontinuierlicher, starker Abfall der Induktivität mit zunehmender Frequenz:

bei 10 kHz (roter Marker) 456 µH. Induktiver Blindwiderstandist bei dieser Frequenz 29 Ohm;
bei 17,4 kHz (grüner Marker bei +90°) 450 µH ("Nenn-Induktivität"). Induktiver Blindwiderstand ist bei dieser Frequenz 49 Ohm;
bei ca. 82 kHz (willkürlich gewählt) 388 µH. Ab ca. 100 kHz nehmen die Verluste stark zu und die Induktivität fällt schneller ab;
bei 400 kHz nur noch 130 µH, hohe Verluste.



Das Kernmaterial (SIFERRIT) verursacht eine starke Frequenzabhängigkeit der Induktivität.

Gruß
Reinhard


...wird fortgesetzt

RF-Demo Kit für den (Nano)VNA

Das ist eine Testplatine mit einer Vielzahl von kleinen Blöcken von Messbeispielen (in SMD-Technik), mit denen man nicht nur die richtige Funktion seines VNA testen kann, sondern sich auch mit den verschiedenen Messungen und Möglichkeiten vertraut machen kann. Kostet nicht viel und ist m.E. empfehlenswert. Ich zeige nur wenige Beispiele daraus, die ich für besonders interessant halte. Die Schaltungsbeispiele sind mit einer Schaltungsskizze jeweils im Prinzip dargestellt, aber die Bauteile-Werte sind nicht angegeben. Da wird es interessant.





Kit Beispiel 1



Wegen der erforderlichen Anpassung (50 Ohm) an Port 1 des VNA ist der Wert des Widerstands in der Schaltung zu 50 Ohm sicher zu "erraten".
Die Reproduktion von S11 im Smith Chart (wie vorgegeben) war trivial. Ich habe mir die zusätzliche Aufgabe gestellt, aus der VNA Messung die Induktivität der Spule und die Kapazität des Kondensators zu messen/bestimmen, ohne Bauteile auslöten zu müssen.

Screenshot vom NanoVNA-F für Kit Beispiel 1:


und in höherer Auflösung am PC:


Bei sehr hoher Frequenz (600 MOhm) nähert sich die Impedanz dem Grenzwert 50 Ohm, da der kapazitive Blindwiderstand des Kondensators dann sehr klein wird und induktive Blindwiderstand der Spule dann gegenüber dem 50 Ohm Widerstand sehr groß ist. Bei kleiner Frequenz ist zunächst die Impedanz durch den kapazitiven Blindwiderstand des Kondensators bestimmt, der mit Frequenzanstieg kleiner wird. Gleichzeitig steigt allerdings auch der induktive Blindwiderstand der Spule, so dass die Impedanz zunächst sinkt, ein Minimum erreicht und danach ansteigt und danach asymptotisch nach 50 Ohm geht. Genau das sieht man im gemessenen Smith Chart und dem Impedanzverlauf.

Marker 2 (grün) = Impedanzminimum
Marker 1 (rot) = Frequenz, bei der die Blindwiderstandsanteile verschwinden, also nur noch Wirkwiderstand (ohmisch) vorhanden ist
Marker 3 (pink) = kleinste Frequenz (100 kHz)

Der Series C Wert von Marker 3 ist die Kapazität des Kondensators bei kleiner Frequenz, bei der der induktive Blindwiderstand sehr klein gegenüber dem parallelen 50 Ohm Widerstand ist, dieser also vernachlässigbar ist. Damit ist dieses Bauteil ebenfalls definiert: C= 99,4 pF. In komplexer Schreibweise sind 99,4 pF = -j16 kOhm.

Damit bleibt nur noch die Induktivität der Spule zu ermitteln. Unter der Annahme, dass parasitäre Effekte hier vernachlässigbar sind (also insbesondere ESR des Kondensators und der Spule = 0), kann man über die Gleichung für die komplexe Impedanz der Schaltung mit den komplexen Blindwiderständen und dem 50 Ohm Wirkwiderstand den Spulenblindwiderstand mithilfe z.B. der vom VNA ausgewiesenen Daten für Marker 2 rechnerisch nach den Regeln der komplexen Wechselstromrechnung ermitteln.

Marker 2:
f = 62,5 MHz
Z = 12,4 - j5,24
Xc = -j16k
XL = zu berechnen (induktiver Blindwiderstand und daraus mit der Frequenz f die Induktivität L)

Impedanz der Schaltung Kit 1
Z = Xc + [(R * XL)/(R + XL)]
Die Auflösung nach XL ist etwas mühselig.
Ich hab's mir einfacher gemacht und die Induktivität schneller mit den vom VNA gelieferten Werten mit LTSpice Simulation ermittelt, für C= 99,4 pF und Impedanzminimum bei 62,5 MHz ergibt sich der Wert 67 nH für die Spuleninduktivität.



Und das zugehörige Smith Chart stimmt damit auch, wie die Eingabe in RFSim99 mit R=50 Ohm, C=99,4 pF und L=67 nH bestätigt:


Ganz genau ist es nicht, könnte natürlich ebenso gut auch 100 pF, 68 nH sein.


Gruß
Reinhard

Kit Beispiel 2:

Das geht entsprechend...



Screenshot:




Man sieht hier an der Messung (Smith Chart), dass noch ein parasitärer ohmscher Widerstand vorhanden sein muss. Vermutlich ESR des Kondensators und der Spule.
Bei hoher Frequenz erfolgt wieder asymptotische Annäherung der Impedanz an 50 Ohm. Bei niedriger Frequenz ist sie ebenfalls 50 Ohm und durchläuft dazwischen ein Minimum.

Der Wert Parallel X (parallele Reaktanz) bei Marker 3 (niedrige Frequenz) gibt direkt die Kondensator-Kapazität (203 pF). Für den parasitären Serienwiderstand wird 3 Ohm abgelesen und in Serie im Zweig mit C und L zugefügt. Es muss also wieder nur der Wert der Induktivität ermittelt werden. Ich bin wie im vorherigen Beispiel 1 vorgegangen.

Simulation (LTSpice) liefert für das Impedanzminimum bei 43 MHz mit C= 203 pF die Induktivität 68 nH.




RFSim99 ergibt mit den ermittelten Werten 50 Ohm, 203 pF, 68 nH und paras. Serienwiderstand = 3 Ohm das gemessene Smith Chart:




Gruß
Reinhard

Kit Beispiel 5

6,5 MHz Notch Filter



Hier sind S21 (S21 Gain = Durchgangsdämpfung bzw. Verstärkung, also die Filterfunktion, Transferfunktion) und S11 (Reflexion an Port 1, Rückflussdämpfung) die wichtigen Messgrössen.




Kit Beispiel 6

FM-ZF 10,70 MHz Keramik-Bandfilter (-3 dB Bandbreite ca. 200 kHz)




Zusätzlich kann hier noch die Gruppenlaufzeit angezeigt werden (group delay), sie soll über den Durchlassbereich möglichst konstant sein.

Ich habe mich gefragt, wie die Beschaltung aussieht, da diese Keramikfilter, wenn sie ihre Solldaten (Mittenfrequenz, Symmetrie und Bandbreite) einhalten sollen, die vom Hersteller spezifizierten Abschlüsse haben sollen. In diesem Fall ist vom Hersteller 300 (330) Ohm vorgesehen. Am Ausgang ist hier also -entgegen Filter-Herstelleranweisung - kein 300 Ohm Abschluss. Die Anpassung an Port 1 des VNA wird durch den 50 Ohm Widerstand nach Masse vor dem Filtereingang sichergestellt, die Eingangsanpassung für das Filterelement durch den 300 Ohm Widerstand. Hmm, in der Simulation funktioniert es auch mit 50 Ohm statt 300 Ohm am Filterausgang einigermassen. In der VNA-Messung hier auch. Allerdings ist die Einfügedämpfung gegenüber dem Filter regulär zugedachten 300 Ohm Abschluss mit hier nur 50 Ohm in der Simulation um 11 dB grösser. Und das trifft offensichtlich auch auf die VNA-Messung zu, die S21 von -21 dB im Durchlassmaximum ergibt. Diese Art Filter haben aber lt. Hersteller-Datenblatt (Murata) übkicherweise eine Einfügedämpfung im Bereich 4 - 7 dB, allerhöchstens bei wenigen Typen bis max. 14 dB. Die gemessene hohe Einfügedämpfung ist also das Ergebnis "falscher Beschaltung" auf dem RF Demo Kit, das zwar der 50 Ohm Anpass-Erfordernis des VNA am Port 1 genügt, aber nicht der 300 Ohm Anpass-Erfordernis des Keramikfilters an seinem Ausgang nach Port 2 des VNA.

Ich finde auf dem Kit 6 Beispiel die gezeigte Außen-Beschaltung (im gestrichelten Rahmen ist die Ersatzschaltung für den Keramik-3-Beiner für die Nachbildung nur in der Simulation). Der mit VNA gemessene Durchlass ist in der Spitze nicht sehr symmetrisch und stärker verrundet als die Simulation mit einem "Keramikfilter-Ersatzmodell", aber das entspricht bei vielen Keramikfiltern ja wohl der Praxis-Realität.
Durch den 50 Ohm-Widerstand nach Masse (für die 50 Ohm Anpassung an den VNA Port 1) am Filtereingang gehen ca. 6 dB verloren, durch den 50 Ohm Abschluss des VNA an dessen Port 2 (VNA-intern) nochmal ca. 10 dB (mit Simulation ermittelt). Da die eigentliche Filter-Einfügedämpfung mit korrekter 300 (oder 330 ) Ohm Anpassung ca. 4-6 dB ist, wird sie durch die Aussenbeschaltung auf dem RF Demo Kit 20-22 dB groß. Und genau das zeigt sich in der VNA-Messung von S21 (S21 = -21 dB gemessen).





Ich hatte mal früher die Einfügedämpfungen für solche Filter im FM-ZF-Teil des SABA MD292 Tuners gemessen, sie betrugen dort, wie lt. Datenblatt erwartet, nur 6 dB, bzw. 7 dB. Im MD292 sind sie regelgerecht mit 330 Ohm abgeschlossen.




Gruß
Reinhard

Hallo Andreas,

RF Demo Kit...

Bild hatte ich nachträglich eingefügt. Auch andere Bilder sind hinzugekommen, bzw. bei Fehlern korrigiert. Ich bekomme nicht immer alles in einem Zug sofort komplett, kommt dann ein paar Stunden später. Ist ja viel zu schreiben und abzubilden.

Ich teile Deine Meinung nicht, dass ein Demo Kit nicht "richtig" zu sein braucht, weil es nur Demo ist.
Da das Demo-Kit sogar ausdrücklich "zum Lernen" angepriesen wird, sollte es ein falsch ausgelegtes Demo-Beispiel, wie das FM-ZF Bandfilter, weglassen. Was da drauf ist, sollte stimmig sein. Es ist ja so, dass man sonst meinen könnte, dass man sich diese "Testschaltung" abschauen und auf einem kleinen Platinchen mit Stecksockel aufbauen kann um dann bequem mit dem VNA ZF-Filter so auszumessen, zu selektieren, wie das mit dem Demo Kit (leider nicht richtig) realisiert ist. Dem war ich nämlich auf den ersten Blick anfangs auch aufgesessen. Deshalb kann ich das nicht einfach stillschweigend übergehen.

Wenn man sich Mühe geben muss, damit Kalibrierung des VNA stimmen und die 50 Ohm Anpassung dafür auch stimmt, dann gibt es keinen Grund, bei einem Mess-Demo die dafür genauso wichtigen und ganz entsprechenden Anpassung an das Messbauteil zu ignorieren, schon gar nicht, wenn das sogar ein Lernbeispiel sein soll. 15 dB Fehler bei S21 sind kein Pappenstiel. Bei nur 3 dB wäre es mir evtl. gar nicht aufgefallen.

Vermutlich ist die beste aber auch aufwändigste Lösung für eine Schaltung zum Ausmessen dieser Keramikbandfilter diejenige, bei dem eine Eingangsstufe zur Impedanzanpassung dem Filter vor- und auch nachgeschaltet ist und die Verluste der Impedanzanpassung 50R / 300R // 300R / 50R genau ausgeglichen werden. Also ohne eingesetztes Filter (Brücke) 0 dB S21. Jedenfalls, wenn man den VNA dafür verwenden will.

Mit einer passiven Anpassung, wenn man dadurch z.B. 6 dB am Eingang und nochmal 6 dB am Ausgang verliert, also 12 dB insgesamt, wäre das auch brauchbar. Wie Du sagst, muss man nur wissen, wieviel auf die Kappe der Anpassung geht, dass man am Ende einrechnet.

Ein Wobbler (Sweep Generator) mit 300 (330 Ohm) Ausgangsimpedanz und Abschluss vor dem Oszilloskop mit 330 Ohm Impedanz täten es auch, wäre deutlich einfacher als mit VNA.


Gruß
Reinhard

Hallo Christian,

nicht zwingend. Hängt davon ab, wie und wo die Anpassung abweicht und wie stark. Nach Murata-Prospekt verschiebt sich die Mittenfrequenz nicht, wenn die Eingangsanpassung stimmt, aber die Ausgangsanpassung fehlerhaft ist (den Fall habe ich mit dem Demo Kit Beispiel). Die falsche Ausgangsanpassung verändert Form und Symmetrie aber nicht die Mittenfrequenz in dem Fall.

R2 ist der Abschlusswiderstand am Filter-Ausgang. Richtig angepasst ist mit 330 Ohm.




Die Bodenlinie der Filter ist so unregelmässig, auch in den Murata-eigenen Messungen. Das ist so richtig. Immerhin sind wir dort bei -50 bis -60 dB unter Durchlassmaximum. Murata spezifiziert sogar nur 40 dB "spurious attenuation", bei manchen sogar nur 35 dB oder manchmal sogar nur 30 dB. Untergrundwellen, die im Maximum >50 dB unter Durchlassmaximum liegen, wie hier, sind dann sehr gut.

Ein Murata Beispiel aus dem Produktkatalog:



und Vergleich, die VNA-Messung:



Die Ähnlichkeit der VNA-Messung mit der Murata-eigenen Abbildung scheint nicht zufällig. Die VNA-Messung ist reproduzierbar. Die Buckel sind nicht statistisch schwankend, kommen mit diesem Filter immer gleich.
Filter Hersteller des Bauteils auf dem Demo Kit vermutlich in China, Markierung L10.7S, roter Punkt rechte obere Ecke.

Du schreibst das, weil Du bei Oszilloskopmessung diese Buckel im Untergrund nie gesehen hast? Ich habe die mit dem oszilloskop auch nie gesehen.
Der Grund dafür ist m.E. verständlich.
Wenn z.B. der nötige Dynamikumfang vom Messgerät (z.B. einem Oszilloskop) nicht erreicht wird, geht dieses Bodengezackel (spurious) im Rauschuntergrund unter, der Rauschteppich erscheint dann flach, er verschluckt alles, was ca. 50 dB unter dem Durchlassmaximum liegt oder tiefer.
Ein Oszilloskop kann bei den kleinen Pegeln die Grundlinienbuckel nicht zeigen, ausser man würde das ZF-Signal bis auf ein oder mehrere Volt zusätzlich sehr rauscharm verstärken. Wenn z.B. beim Wobbeln das ZF-Durchlassmaximum bei 100 mVeff liegt (das ist schon sehr, sehr hoch gegriffen) und am Oszilloskop nur noch 1 mVeff aus dem Rauschuntergrund gerade noch erkennbar sind (viel besser geht meiner Erfahrung nach nicht), wäre ein Grundbuckel, der erst bei < -50 dB bzw. -60 dB unter dem Durchlassmaximum liegt, aus dem Rauschteppich auf dem Oszilloskop nicht erkennbar.

Der VNA ist sehr viel empfindlicher als ein Oszilloskop. Der von mir benutzte NanoVNA-F in der neuesten Hardware-Version, hat einen Ausgangspegel von +1 dBm, intern abschwächbar auf bis -10 dBm, wenn ich das extra einstelle (andere nanoVNA haben nur -10 dBm oder nur -13 dBm Ausgangspegel fest). Darauf bezieht sich S21= 0 dB. Wie Du sehen kannst, ist selbst bei -100 dB, also bei -99 dBm der Rauschteppich in dieser Messung bei 10 MHz noch nicht erreicht (zu höheren Frequenzen hin wird das schlechter). Signale bei -80 dBm (22 µV), die man mit dem VNA und Glättung noch deutlich sieht, wennn auch selbst schon verrauscht, das ist nicht schlecht. Ein Oszi hätte dagegen keine Chance.


Gruß
Reinhard

Ausserdem ist der Plot von S21 Gain mit ogarithmischer Ordinate in dB (= log Mag S21) mit 10 dB/DIV Raster zunächst auch ungewohnt, wenn man lineare Pegeldarstellung am Oszilloskop gewohnt ist. Intuitiv vergleicht man beide optisch. Kann (darf) man ja nicht, weil im log Massstab (dB) der untere Bereich extrem überstreckt (= vergrössert) erscheint und der obere Bereich extrem gestaucht (verkleinert).

Das Filter auf dem RF Demo Kit ist nur ein Dreibeiner.

Ah, Du hast noch zusätzlich mit dem AD8307 verstärkt.
Überschläglich:
Der AD8307 hat nach Datenblatt einen Dynamikumfang von +17 dBm bis -75 dBm. Wenn der Bezugspegel (wie beim VNA) +1 dBm (= 0 dB) ist und durch die Aussenbeschaltung am Filter und seine Einfügedämpfung das Durchlassmaximum bei -21 dB liegt, hätte man, wenn man den AD8307 benutzt noch einen verbleibenden Dynamikumfang von 55 dB unter dem Durchlassmaximum. Damit würde die Spitze des Buckels auf der rechten Seite von der Durchlasskurve noch erkennbar, die auf der linken Seite gerade schon nicht mehr. Passt zu Deiner Beobachtung!

Gruß
Reinhard


Nachträglich (16.5.2024):
Link zu Christians Messung mit dem AD8307 log-Verstärker. Christian konnte bis -60 dB messen.
1DIV = 7,5 dB

saba-forum.dl2jas.com/index.ph…chment/9585-Spurious-JPG/
Da ist die Untergrundwelligkeit auch gut sichtbar.