Schaltnetzteil mit NE555 - für höhere Leistung, stabilisiert

Hallo Michael,

Die "schnellen" BJT sind in ihrem linearen Arbeitsbereich (als Verstärker) schneller, aber beim Schalten immer noch langsamer als ein MOSFET. Schnelle BJTs haben zwar eine ausgezeichnete Einschaltzeit, aber sie haben grundsätzlich immer noch Probleme mit dem schnellen Ausschalten (verglichen mit einem MOSFET). Das ist nicht nur beim MJ15003 so, an dem ich das (zeitverzögerte) Ausschaltproblem gezeigt hatte.

Gruß
Reinhard

Als Schalter verwendet, musst Du nicht die Exemplare durchmessen.

Was man hier bevorzugt nimmt
Spannungsfestigkeit (Drain-Source) von 200 V oder mehr (wegen induktiver Last).
Ein- und Ausgangskapazität in dem vorher von mir genannten Bereich (also Kategorie "langsam"). Damit ist Verlust an Wirkungsgrad ca. < 5% rel. zu schnellem MOSFET, zugunsten weniger HF-Störung.
ON-Widerstand möglichst klein (< 0,3 Ohm)
Drain-Strom (on) 5 A oder mehr

Ich hatte ja drei ganz verschiedene Typen getestet und mich für den langsamsten entschieden (IRFP460A). Der IRFP240 ist davon sehr verschieden, kann aber genauso ohne Schaltungsänderung genommen werden, sogar der IRF740. Also vergleichsweise unkritisch. Exemplarstreuung ist nochmal geringer als die Typunterschiede, ganz unkritisch.

Deine Bedenken kommen von der Verwendung als Leistungstransistoren in Verstärkern her. Dort arbeiten sie ja anders (linearer Betrieb) und dabei spielen ganz andere Anforderungen eine Rolle als hier als Ein-/Aus-Schalter. Für Leistungsendstufe in Verstärkern hast Du mit Deinem Vorbehalt Recht. Kann ich bestätigen, dort ist die Exemplarstreuung ein Thema.

Gruß
Reinhard

Da sie sich nicht wesentlich ändern, wenn ich IRFP240 durch IRF740 ersetze, wird Einzelexemplarstreuung vernachlässigbar sein, vermute ich. Mit IRFP460A ist die Störung etwas kleiner - erwartungsgemäss, da langsamerer MOSFET. Wer aber große Unterschiede erwartet, wird schnell enttäuscht.

Eingangskapazität 1300 pF oder 1400 pF ist, da merke ich keinen Unterschied. Ist sie aber 4200 pF, schon. Die Zusammensetzung der Störungen ist sicher davon abhängig. In den Störpulsen an den Schaltflanken mit doppelter NE555-Taktfrequenz sind verschiedene Frequenzen zwisch ca. 1 MHz und bis über 30 MHz enthalten, die sich in Abhängigkeit der parasitären Kapazitäten ändern. Die relative Amplitude, mit der die Störung auftaucht ist, worauf mein Hauptaugenmerk ruht. Ob 100 kHz Rechteck mit all seinen ungeradzahlingen Oberwellen oder 10 oder mehr MHz Sinus, es stört ja alles.

Das Messen selbst ist schon nicht ganz trivial, weil eingestrahltes Feld und leitungsgebundene Störungen vorhanden sind. Und das E- und H-Feld verseucht wieder Leitungen, die bereits "gesäubert" waren, weil sie wie eine Antenne empfangen. Du muss nur die Oszilloskop-Prüfspitze frei in die Luft halten, wie einen gehobenen Zeigefinger. Schon empfängst Du damit die wunderbare Rechteckfunktion, ohne die Spitze irgendwo angeschlossen zu haben. Und steckst Du dann noch die Klemmspitze vorne drauf, vergrössert sich gleich die Amplitude auf das Vierfache. Das abgestrahle Feld geht auf alle Leitungen und verursacht dort Gleichtaktstörungen zusätzlich zu den bereits vorhandenen leitungsgebundenen Störungen. Unterschiedlicher Leitungsinduktivitäten sorgen dafür, dass sich die am Ausgang nicht ganz aufheben und da immer "etwas" ankommt. Die Frage ist, was man wirklich misst, Schmutzeffekte aus der Luft (Äther, Feldwirkung) oder wirklich Störungen auf dem Ausgang selbst.

Gruß
Reinhard

es geht weiter mit dem DC-Gleichspannungswandler-Projekt...


Vorab noch zwei Verbesserungen am bereits vorgestellten Schaltungsteil:

Mit dem 1 nF/39 Ohm RC-Snubber-Glied über dem MOSFET waren immer noch etwas Überschwinger im Oszillogramm der Drainspannung vorhanden. Die "beste" Anpassung des RC-Glieds war also nicht ganz erreicht. Das Optimum wurde mit 10 nF / 22 Ohm erreicht. Mit Simulation und auch in der praktischen Erprobung gab es gleich gute Resultate. Nur noch ein leichter Aufsatz der Schwingung auf dem Rechteck, dann sofortige Dämpfung. Bilderbuchmässiges Ergebnis!

Drain-Spannung (Ub=12 V)

a) Simulation für MOSFET-RC-Dämpfungsglied 10 nF / 22 Ohm (MOSFET: IRFP240)


b) Messung (Ub=12 V) (MOSFET: IRFP460A)



Den Gate-Vorwiderstand auf 50 Ohm ( 2 x 100R parallel) geändert:

Gate-Spannung (UB=12 V)

a) Simulation (MOSFET: IRFP240)


b) Messung (MOSFET: IRFP460A)



Weiter habe ich den Keramikkondensator zwischen den beiden endständigen Trafo-Sekundärausgängen von 2,2 nF auf 3,3 nF vergrössert, um noch ein klein wenig mehr Leistung zu erhalten.

Schaltung bis Gleichrichter mit den genannten Änderungen:



Hinter dem Gleichrichter folgen LM317 / LM337 Spannungsregler mit variabel einstellbarem Regelwiderstand über ein 10 kOhm (lin) Stereopoti. Hinter dem Gleichrichter wurden Drosseln eingefügt, je eine radiale Zylinderdrossel 100 µH / 1 A (Reichelt) in den + und - Spannungszweig und eine 80 µH, 2 A, Ringkerndrossel (Ringkern-Material T68-52, AL=40, Ae= 0,179 cm^2, 45 Windungen. Sättigungsstrom 4 A bei 400 mT, Pollin).
Zur Unterdrückung von Gleichtaktstörungen folgt hinter den Spannungsreglern eine Ringkern-Gleichtaktdrossel mit 2 x 68 µH (aus altem PC-Schaltnetzteil ausgebaut). Alle Drosseln sind Ein- und Ausgangsseitig mit Kondensatoren abgeblockt (C-L-C).




Die Unterdrückung der elektromagnetischen Störungen war ein Auf und Ab, Vor und Zurück.
Anfangs hatte ich eine recht gute Unterdrückung, bei Ub=12 V nur ca. 27 mVss Störsignal, allerdings mit einer 380 µH Ringkern-Drossel in der sekundären GND-Leitung, die rechnerisch allerdings schon bei ca. 120 mA in die Sättigung kommt (Ringkern AL = ca. 5500, Ae = ca. 15 mm^2, L = 400 µH, 8 Windungen) und auch sonst nicht so prickelnd war, bei 2 MHz nur noch Impedanz von 800 Ohm.

Andreas hatte mich dann darauf aufmerksam gemacht, dass Pollin derzeit eine Drossel "XFMRS 0547 (XF0806S11) mit 80 µH / 2 A im Sonderangebot hat, die geeigneter ist. Mit der habe ich die 380 µH Ringkerndrossel ersetzt. Daraufhin hat sich das Störspektrum verändert und ich komme bei Ub = 12 V nur noch auf 40 mVss Störspannungspegel, allerdings deutlich niederfrequenter. Im Störpeak ist eine 2 MHz-Schwingung erkennbar.

Der Störpegel auf dem Ausgang ist praktisch nur von der Eingangs-(Versorgungs) Spannung U_b abhängig und kaum/nicht vom Ein- oder Ausgangsstrom oder der Ausgangsleistung.

Störpegel bei U_b = 12 V (Vertikal: 20 mV/DIV)


Störpegel bei U_b = 9 V


Störpegel bei U_b = 6 V

Das EMI-Störsignal sieht aus wie ein verkleinertes Abbild der Schwingung (ca. 2 MHz) auf den Trafo-Ausgängen. Es beträgt an den Gleichrichterausgängen (an den Ladeelkos) immer noch ca. 3,5 - 4 Vss. Ich erreiche mit allen Dämpfungsmassnahmen also eine Verringerung auf ca. 1 %. Tiefer komme ich aber trotz vieler Bemühungen (andere Drosseln, zusätzliche Kerkos) nicht.

Trafo-Ausgänge:


Gleichrichter-Ausgänge:



Ob sich der Störpegel noch etwas absenkt, nachdem die Schaltung ihr Gehäuse bekommen hat (Alu), werde ich sehen. Viel Hoffnung mache ich mir allerdings nicht. Und,...wird Mittelwelle gestört? Klares ja, bis 1 m Abstand bei Schaltung ohne Metallgehäuse, geprüft mit Kofferradio.
Ist eine Versorgung eines AM-Radios störungsfrei möglich (leitungsgebundene Störungen)? Das werde ich noch testen.


Ich zeige auch noch die Leistungsdaten.


Gruß
Reinhard