Schaltnetzteil mit NE555 - für höhere Leistung, stabilisiert

Ist mir auch aufgefallen, dass ONS auch bei den LM317 die nur 0,5 mm starke Metallrückseite hat. Richtig ist aber auch, dass die gefälschten ONS LMxyz das dickere 1 mm Metall verwenden. Hat man also die "dünne Version", ist die Wahrscheinlichkeit sehr hoch, keine Fälschung sondern das Original von ON Semiconductor erwischt zu haben.

Wird aber kompliziert, weil ON Semiconductor seinen Wettbewerber Fairchild übernommen hat und dadurch offenbar auch die Fairchild Version mit dicker Metallplatte und ON Logo auf den Markt gekommen ist. Da weiss man ohne Messungen wieder nicht, ob man einer Fälschung aufsitzt.

Von gefälschten LM317T gibt es YT-Videos und mehrere Berichte, die zeigen, dass die bereits ab ca. 25-27 V in Rauch aufgehen.
"Meine" gefälschten LM350T, die m.E. in wirklichkeit abgeschliffene, umgelabelte echte ST Miocro LM317T sind (Gehäuseausführung und abgeschrägtes Metall identisch), habe ich bis 32 V getestet, die halten durch. Wie schon geschrieben, regeln sie nur eben bereits knapp oberhalb 2 A ab (so wie echte LM317), während echte LM350 erst oberhalb 4 A begrenzen.

Gruß
Reinhard

Ich komme zurück zur Störung auf AM durch die HF-Störpulse, die beim Schaltnetzteil nun mal entstehen.



Aus dem Grund hatte ich bislang keinen störungsfreien MW- und LW-Empfang bei der Versorgung des Radios (Blaupunkt Derby) mit diesem Eigenbau-DC-DC-Wandler-Netzteil.
Das ist jetzt schlussendlich gelungen!

Dabei zeigt das Oszillogramm zwar immer noch Störspitzen von ca. 2-3 mV Spitze-Spitze. Mit dem digitalen Oszilloskop mit dessen hoher Empfindlichkeit und "single scan" Triggerung gut zu sehen. Mit meinem analogen Oszilloskop, das nur 10 mV/DIV in der höchsten Empfindlichkeitsstufe "kann", wären die vermutlich schwer zu sehen. Deren Spektralkomponenten sind ganz offensichtlich nicht mehr von Frequenz und Amplitude her für den Radioempfang hinderlich. Es gibt nun auch keine Pfeifstellen auf Mittelwelle mehr, und auch keine Brummstörung durch den HF-Dreck, die beide vorher stark und sehr störend waren.

Das Oszillogramm der Ausgangsspannung nach diesen Massnahmen (V(Spitze-Spitze) = ca. 2 mV, Schaltfrequenz jetzt 69 kHz.



Dafür musste einiges noch geändert werden:

1. Der "leistungsverstärkende" Kondensator zwischen beiden Gleichrichtereingängen an der Sekundärseite des Schalttrafos wurde entfernt. Er trug in erheblichem Maß zur Schwingung bei (Schwingkreis, wodurch offensichtlich eine grössere Spannungsamplitude entstand, was für den Spannungspegel günstig war, für die Störfreiheit aber ungünstig).

2. Stattdessen wurden beide terminalen Sekundärausgänge des Trafos über einen 4,7 kOhm Widerstand verbunden, mit dem Ziel, die HF-Schwingung zu dämpfen. In der Simulation war das sehr wirksam, für die MW-Störfreiheit auch.

3. Weiterhin waren (bereits vorher) die Diodenstrecken der Gleichrichterbrücke mit je einem CR-Serienglied (10 Ohm + 10 nF) überbrückt. Diese wurden belassen.



Im hinteren Teil der Schaltung (nach den Spannungsreglern) blieben die bereits hier vorher beschriebenen Entstörungsmassnahmen unverändert. Deshalb ist der Teil nicht mehr abgebildet.

Die eingebaute Hohlsteckerbuchse für den Anschluss eines 12 V Steckernetzteil ist nicht isoliert. D.h. der Negativpol (= eingangsseitiger GND des DC-Wandlers) des versorgenden Netzteils liegt dadurch am Metallgehäuse des Wandlers. Das muss ich noch ändern. Denn wenn das versorgende Netzteil selbst nicht HF-störungsfrei ist oder dessen oder die Netzversorgung verseucht ist, gelangen so deren Störpulse auf das Gehäuse und werden einerseits von dort abgestrahlt (durch "Handauflegen" wird's besser), andererseits aber auch von dort auf den Schaltreglerausgang gekoppelt. Dann bekomme ich am zu versorgenden Endgerät dessen Störungen zu süüren und nicht die des Eigenbau-Spannungswandlers. Alles merkwürdige Effekte, die ich so stark nicht erwartet hatte.

Das Aha-Erlebnis kam mit der Versorgung durch ein linear-geregeltes, "sauberes" Labornetzteil, damit gab's dann auch über diesen Spannungswandler nach den o.g. Änderungen am angeschlossenen Radio ungestörten AM (LW, MW) Empfang. Und eine Lampe mit Schaltnetzteil im Hintergrund musste ich ausschalten, die verseuchte über mehrere Meter die Umgebung mit HF-Dreck und störte auch den AM-Radioempfang.

Das war die Hürde, die ich noch nehmen wollte... es hat gedauert, ist aber am Ende noch erfolgreich geglückt.


Gruß
Reinhard

Michael,

so ist es!

Hier, beim DC-Wandler ja kein Thema, aber das wird bei Trafonetzteilen gelegentlich übersehen, wie Du schreibst.
Bei Gleichrichtern kommen die Störungen einerseits von hohen Ladestrompeaks, bedingt durch große Kapazität der Ladeelkos. Man will eine gute Gättung, nimmt deshalb hohe Ladekapazität und bedenkt u.U. nicht, dass damit die Ladestrompulse dann ebenfalls sehr groß werden. Diese Strompulse induzieren natürlich um die Leitungen ein entsprechend starkes sich mit dem Puls änderndes Magnetfeld, das wunderbar diese Impulsstörungen in andere Schaltungsteile einkoppelt. Deshalb sollte man mit allen NF-Audio führenden Leitungen einen möglichst großen Bogen um den Gleichrichter machen.

Ein zweiter Punkt sind nadelförmige Spannungsspitzen am Trafo sekundärseitig. Die sind Folge der Trafo-Streuinduktivität und der Trafo-Sekundärwicklungs-Kapazität, also unvermeintliche parasitäre / nichtideale Trafoeigenschaften in Verbindung mit der "reverse recovery time" der Gleichrichterdioden (Schottky hilft hier wieder!). Im vereinfachten Idealbild ist die Trafo-Ausgangswechselspannung zwar ein schöner Sinus, tatsächlich aber nicht.

Ausführlich in:
Paul Horowitz, Winfried Hill, The Art of Electronics, The X-Chapters, Kapitel 9x.6 Transformer + Rectifier + Capacitor = Giant Spikes!, S. 410-411, Cambridge University Press, Cambridge 2020

Das sieht dann z.B. mit idealem perfekten Sinus primärseitig, den man aber meist auch nicht hat, so aus (untenstehendes Schaltbild, aber ohne den RC-Snubber):
Dem stark verzerrten "Sinus" am Trafoausgang eines gewöhnlichen Trafonetzteils sind Nadelpulse und Schwingungen an den Flanken überlagert, die aufgrund ihrer Steilheit und schmalen Halbwertsbreite als höherfrequente Störung (bis über 100 kHz) zu betrachten sind.


Frequenzgehalt (FFT) der Trafo-Ausgangsspannung (= Gleichrichter-Eingangsspannung)


Um diese zu beseitigen oder wenigstens zu dämpfen, legt man einen RC-Snubber (RC-Dämpfungsglied) zwischen die beiden sekundärseitigen Ausgänge des Trafos (= Gleichrichter-Wechselspannungseingänge), z.B. hier im Beispiel ein Serienglied aus 2,2 µF Folienkondensator und 47 Ohm Widerstand. Dadurch bringt man die Nadelpulse zum Verschwinden:

Trafonetzteil mit RC-Snubber:


Der RC-Snubber beseitigt die höherfrequenten Störungen:





Nimmt man statt des RC-Gliedes (RC-Snubber) nur einen Kondensator (oft 10 nF bis 47 nF und Spannungsfestigkeit z.B. 500 V) am Gleichrichtereingang ohne den Vorwiderstand, bildet man im Prinzip einen Schwingkreis. Wenn die Sekundärwicklung relativ niederohmig ist, ist dessen Dämpfung nur gering und es kann u.U. zu unerwünschter Schwingung an den Flanken der "Ausgangs-Wechselspannung" kommen. Der Widerstand im RC-Snubber bedämpft die Schwingneigung. Sind die Trafodaten bekannt (Streuinduktivität, Sekundärkapazität, Sekundärwiderstand), kann man die Dimensionierung des Snubbers berechnen, sonst muss man sie durch Probieren optimieren. Dennoch sieht man in der Praxis meist nur einen Kondensator ohne Vorwiderstand, vermutlichr weil das meist schon ausreicht, bzw. Schwingneigung in den Fällen nicht vorhanden ist.

Hier mit der gezeigten Schaltung, aber ohne den Widerstand im Snubber (also nur Kondensator über den Wechselspannungseingängen des Gleichrichters):

Die Nadelpulse sind dadurch entfernt, aber eine niederfrequentere Schwinggefahr ist erkennbar.


Es gibt Kritiker, die (zurecht) einwenden, ein Dämpfungsglied hinter dem Trafo sei gar nicht nötig, da spätestens hinter den Ladeelkos die erhaltene Gleichspannung auch ohne solchen Snubber "sauber" ist. Gegenargument: Es kann trotzdem sinnvoll sein, solche Störpulse frühzeitig, also möglichst nahe am Entstehungsort (Trafo sekundärseitig) zu eliminieren, statt erst an den Ladeelkos. Schaden tut das jedenfalls nicht.

Gruß
Reinhard

Lieber Michael,

die Anleitung zur Berechnung des Snubber-Glieds steht hier:
annas-archive.org/md5/99b2afd4fb8b75b7b4c8082052f067f0
auf Seiten 410-411.

Oder Du gibst mir Deine Daten von Trafo und Netzteil und ich gebe Dir die optimierten Snubber-Werte aus der Simulation.
Bei kleinen Trafos ist fürs Probieren C= 1 - 2,2 µF und R = 10 - 22 Ohm ein guter Bereich.

Besten Gruß
Reinhard

Hallo Andreas,

es ist genau anders herum!

Schottky Gleichrichter machen diese grossen Spikes nicht (nur ganz kleine), eben weil sie schnell sind (kurze reverse recovery time). Die Erklärung folgt als Zitat.

Zitat (Horowitz, Hill):

"The problem (spikes) is caused by the combination of the transformer's (series) leakage inductance and the rectifier's (diode's) reverse recovery time:
first, the (series) leakage inductance causes the current through the rectifier to lag the voltage across the inductor, so by the time the rectifier current reaches zero there is a significant reversed voltage across the inductor; that means that the current is decreasing at a significant rate, according to V = L x dI / dt. Now, if the diode had no stored charge (= zero reverse recovery time) there would be no problem - diode conduction would cease at zero current; but the diode, with it's stored charge, continues to conduct as the current through it goes negative, until the stored charge is removed, wereupon the the current stops abrptly.
This is the essential combination: the diode abruptly stops conducting with reverse current flowing through the inductor. Inductors don't like to have their current stopped abruptly, and respond by increasing the voltage to maintain continuity of current. In this case that means a voltage spike at the transformer secondary."

Auch in der Simulation:
Fast kein Spike mit Schottky Dioden. Grosser Spike mit langsamen (langsame reverse recovery time) Si-Dioden.

Fast recovery Dioden sind deshalb in dieser Hinsicht besser als normale Dioden, aber nicht ganz so gut wie Schottky Dioden. Der Nachteil der Schottky Dioden ist deren Verfügbarkeit nur für relativ kleine Spannungen und deren höherer Preis.

Besten Gruß
Reinhard

Moin Michael,

ich benötige zur Ermittlung der Snubberwerte:

• Gemessene Streuinduktivität der Sekundärwicklung des Trafos. Dafür die Primärwicklung mit möglichst kurzer gelöteter Verbindung kurzschliessen und die Induktivität der Sekundärwicklung messen. Das ist die gesuchte sekundär-Streuinduktivität.
  
• Gemessener Sekundärwiderstand (ohmscher DC-Widerstand) der Sekundärwicklung.
  
• Beabsichtigter Sekundärwicklungs-Strom und -Spannung (Effektivwert) des Trafos und Grösse des Lastwiderstands
• Kapazität des Ladeelkos
  

Besten Gruß
Reinhard