Universeller ZF-Verstärker nicht nur für 10,7 MHz

Es werden mehrere Verstärker werden, 3 dB, 6 dB und 12 dB sind geplant.
Warum auch einer 3 dB mit so lächerlicher Verstärkung?
Der dient dann hauptsächlich als Trennverstärker mit sauber 330 Ω am Ein- und Ausgang.
Übliche keramische Filter von z.B. Murata sind meist für 330 Ω ausgelegt.
Das heißt aber nicht, daß die selbst sauber 330 Ω ohne Blindanteil haben.
Schaltet man zwei direkt hintereinander, kann es dann zur Verformung der Durchlasskurve kommen.
Den meist unangenehmen Effekt umgeht man mit einem Trennverstärker dazwischen.
Manchmal will man mit Absicht eine Filterkurve etwas verformen, um z.B. breiteren Durchlass zu erreichen.
Auch das geht mit Trennverstärkern, wenn man gezielt Ein- oder Ausgang beschaltet, hat ja 330 Ω.
Soweit ich mich erinnere, machte mal vor einiger Zeit Christian Experimente in der Richtung.

Zuerst machen wir uns Gedanken zur Messtechnik!

Übliche Signalgeneratoren haben meist 50 Ω oder 75 Ω, zum direkten Anschluss an Filter ungeeignet.
Wir betrachten die erste Schaltung, eine resistive Widerstandsanpassung von 50 Ω auf 330 Ω.
Die Fehlanpassung ist sehr gut, kleiner -40 dB, wenn die verwendeten Widerstände eng toleriert sind.
Man hat von 50 Ω auf 330 Ω einen Spannungsverlust von 5,7 dB, damit kann man noch leben.
Die Anpassung funktioniert natürlich auch rückwärts von 330 Ω auf 50 Ω, dann mit 22 dB Pegelverlust.
Will man z.B. mit einem Vektoriellen Netzwerkanalysator messen, ist der Pegelverlust schon ärgerlich.
Auch dazu habe ich mir schon Gedanken gemacht, aktive Anpassung, kommt später.

Eingangs- und Ausgangsspannung kann man natürlich mit einem Oszilloskop messen, ist ja hochohmig.
Kurz war ich am überlegen, ob ich es so mache, ist aber mit üblichen analogen Oszis zu ungenau.
Damals kaufte ich mehrere Messmodule mit AD8307, hatte noch eins, baute ich auf 330 Ω um.
Man schaue ins Datenblatt des AD8307, sein Eingang hat ca. 1100 Ω.
Da dann zu dem 470 Ω parallel, ergibt recht exakt die gewünschten 330 Ω.
Man schaue sich das Bild an, links die Widerstandsanpassung 50 <=> 330 Ω und rechts das Messmodul.
Man sollte SMD-Widerstände nehmen, deren parasitäre Induktivität ist gering, hier vernachlässigbar.
Damit es einfacher und kleiner wird, kann man die Widerstände hochkant direkt parallel einlöten.
Also nicht wundern, warum auf dem Platinchen scheinbar nur zwei Widerstände zu sehen sind!

Fortsetzung demnächst, es kommen noch mehrere Teile.
Zuerst gibt es die Version 6 dB mit Daten und Schaltplan.

Andreas

Ergänzung zum Anpassungsnetzwerk

Selbst nehme ich einen Generator mit 50 Ω, ist ein alter restaurierter Schomandl FM1G, siehe Bild.
Dann erwähnte ich Anpassung von 75 Ω auf 330 Ω, interessant für die, die z.B. einen AS5(F) haben.
Fiel mir mehrere Stunden später ein, eine Anpassung mit Eingang 75 Ω sollte hier nicht fehlen.

Man betrachte den Schaltplan, sieht praktisch so aus wie die Version 50 Ω, natürlich andere Werte.
Auch da geht es gut mit Standardwiderständen, keine krummen Werte.
Die Fehlanpassung ist wieder gering, besser -40 dB, wenn die Widerstände eng toleriert sind, z.B. 1 %.
Allerdings erhalten wir hier andere Werte für die Durchgangsdämpfungen, Spannungsbetrachtung.
In Richtung 75 Ω auf 330 Ω sind es jetzt -5,5 dB und in umgekehrte Richtung (S12) -18,3 dB.
So ein Widerstandsnetzwerk, vernünftige Masse vorausgesetzt, taugt auch für UKW, wenn man SMD nimmt.
Reicht einem als maximale Frequenz 10,7 MHz, kann man auch Widerstände 0207 oder 0204 THT nehmen.

Andreas

Schaltplan und Schaltungsbeschreibung Version 6 dB

Technische Daten
Frequenzbereich: 2 bis 20 MHz
Ein- und Ausgang: 330 Ω
Betriebsspannung: 12 V
Stromaufnahme ca.: 13 mA
Verstärkung: 6 dB
Leistung max: 5 dBm, 3 mW
Platinenmaße ca.: 22 x 13 mm (ohne Anschlüsse)

Der Verstärker wurde halbwegs klein, kann man auch als IC-Ersatz in UKW-Radios nehmen.
Immer wieder sieht man ZF-Verstärker-ICs, gerade bei Japanern, die nicht mehr erhältlich sind.
Mit Absicht nahm ich als Betriebsspannung für den Verstärker 12 Volt, häufig vorhanden.
Ist die vorhandene Betriebsspannung im ZF-Zug höher, schaltet man einen Regler wie 78L12 davor.
Manche Leser können mit dBm wenig anfangen, 5 dBm an 330 Ω gibt 1 Veff oder 2,8 V spitze spitze.

Da hier im Forum ernsthaft Interesse besteht, entwickelte ich ihn so, daß er für Messzwecke taugt.
Das heißt, er ist für recht genau 330 Ω am Ein- und Ausgang ausgelegt und der Blindanteil ist gering.
Einige Zeit zuvor versuchte ich was mit BC550, unbefriedigend, obwohl von der Transitfrequenz geeignet.

Schaltungsbeschreibung
Der BFS20 hat laut Datenblatt Philips (Nexperia) eine typische Transitfrequenz von 450 MHz.
Seine Kapazitäten an Basis und Kollektor sind gering, also gut für ZF-Verstärker geeignet.
Es handelt sich um einen eher schwach gegengekoppelten Verstärker im A-Betrieb, hat mehrere Vorteile.
Einer ist, daß man hFE (Exemplarstreung) halbwegs vernachlässigen kann, Nachbausicherheit.
R5 und R1 bilden für die Basis einen Spannungsteiler, der für den richtigen DC-Arbeitspunkt sorgt.
Beim Muster stelle sich mit den Bauteilwerten im Schaltplan fast exakt Ic = 12 mA ein, Soll.
Nachteil der Gegenkopplung, Ein- und Ausgang beeinflussen sich etwas bei grob falscher Impedanz.
Ich gehe noch darauf ein, Kompensation, wenn man den Ein- oder Ausgang direkt mit z.B. 50 Ω verbindet.
Von Vorteil ist wiederum, daß man mit Kollektorwiderstand 470 Ω die gewünschten 330 Ω am Ausgang erhält.
Der Aussteuerungsbereich ist dann besser, hier praktisch nur vom Ruhestrom abhängig.

Ziel war ja, breitbandig eine möglichst gute Anpassung zu erhalten.
Dafür sorgt am Eingang die Induktivität L1 mit 470 nH, auf die sollte man nicht verzichten.
Es geht auch ohne, die Eingangsanpassung geht dann in den Keller, zumindest merklich für 10,7 MHz.
R3 hinter dem Auskoppelkondensator mit 6,8 Ω sorgt für recht genau 330 Ω Realteil am Ausgang.
Verändert man den, ist das interessant, wenn man mit Absicht die Filterkurve beeinflussen möchte.
Ähnlich verhält es sich mit R4 und R4A, zusammen 750 Ω, wenn man den Eingangswiderstand verändern will.

Im nächsten Teil beabsichtige ich, zuerst auf die Simulationen einzugehen.
Sofern gewünscht, ziehe ich den Nachbau vor, es gibt wieder ein Platinenlayout.

Andreas

Messergebnisse und Simulationen

Im ersten Bild der Messaufbau, stellte ich soweit im ersten Beitrag vor, jetzt Verstärker dazwischen.
Eine Wandlung zurück von 330 Ω auf 50 Ω ist hier nicht nötig, da ich das Messmodul auf 330 Ω umbaute.
Die gemessenen Werte stimmen wieder recht gut mit denen der Simulation überein.
Das Eingangssignal am Verstärker liegt bei etwa -20 dB, also deutlich unter maximal möglichem Pegel.



Wie beim Verstärker zuvor nahm ich wieder LTspice hauptsächlich für den DC-Arbeitspunkt.
Der Kollektorstrom sollte ca. 12 mA (11 - 13 mA) betragen, hier versehentlich am Emitter eingetragen.
Auch ermittelte ich wieder mit SPICE, ab welcher Leistung das Ausgangssignal langsam unrund wird.

Bei der HF-Betrachtung ist die Simulation mit RFSim99 angenehmer, besonders hier.
Auf parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten verzichtete ich, geht normalerweise bis Kurzwelle und SMD.
Stimmt nicht ganz, ich probierte schon mit parasitären Werten herum, bis 20 MHz fast keine Änderung.
So eine Version zeige ich beim Nachbau, man kann den Verstärker auch mit bedrahteten Bauteilen THT aufbauen.

Die meisten Leute werden sich für das Diagramm mit S21 und S11 interessieren.
S11 ist im interessanten Bereich unter -40 dB, also praktisch perfekte Eingangsanpassung.
Zu genau darf man die Werte im Diagramm nicht nehmen, reale Bauteile haben ja Fertigungstoleranzen.
Schafft man in der Praxis besser -30 dB, ist das wirklich schon gut.
Wie -40 dB aussieht, sieht man im ersten Smith-Diagramm, wäre eine Impedanzabweichung von gerade mal 0,1 %.
Im zweiten Smith S22, die Werte für die Ausgangsanpassung.
Wie man sieht, ist der Ausgang etwas kapazitiv, hier eher von Vorteil.
Das bedeutet, man darf ungestraft mehrere mm Draht zwischen Vertstärkerchen und ZF-Platte verwenden.
Dessen parasitäre Induktivität, etwa 10 nH bei 10 mm, wirkt eher kompensierend als störend.

Für den nächsten Teil ist der Aufbau mit Platinenlayout geplant.
Eigentlich ist es für SMD, man kann es auch fast so für THT verwenden.

Andreas

Der ZF-Verstärker scheint interessant zu sein!

Hier bei den Mitgliedern wundere ich mich, rechnete mit mehr Resonanz.
Das allein schon deswegen, weil es beim UKW-Verstärker zum Nebenthema wurde.

Manchmal beschäftige ich mich etwas mit Statistik bezüglich Forum.
Jetzt heute kurz vor Mitternacht wurde das Thema gut 5800x aufgerufen.
Ich werte, wenn ich wissen will, woher die Anfragen kommen, nur 20 Minuten aus.
Eine aus Deutschland, zwei aus den USA und bei denen aus China zählte ich bald nicht mehr.
Es sollte mich nicht wundern, wenn es den Verstärker bald bei Onkel Ali und Freunden gibt.

Andreas

Nachbau auf Punktrasterplatine 1/10 Zoll

Ich nahm wieder die Platine von Christian mit unten durchgehender Massefläche, muss hier nicht sein.
Meist bestücke ich SMD mit selbsthaltender Kreuzpinzette, löte damit erst mal eine Seite an.
Diesmal probierte ich aus, ob und wie gut es funktioniert, wenn man vor dem Verlöten die Bauteile anklebt.
Vorteil, man hat viel Zeit, das Bauteil auszurichten, Nachteil, man muss warten, bis der Kleber trocken ist.
Speziellen Kleber für SMD habe ich ich nicht, nahm billigen Nagellack vom Drogeriediscounter.
Im Bild sieht man den Zahnstocher mit abgerundeter Spitze, damit kann man fein den Lack dosieren.
SMD soweit fertig bestückt, Bild kurz vor dem Verlöten der angeklebten Bauteile aufgenommen.
Perfekt ist die Methode nicht, da der Nagellack beim Verlöten schnell warm und damit weich wird.
Lötet man nur kurz, geht das, dann hat ja das Bauteil Halt, wenn man den nächsten Anschluss lötet.
Die beiden weißen dünnen Punkte sind die Durchkontaktierungen zur Massefläche, die ich verwendete.
Dicker die weißen Kringel symbolisieren lediglich die Anschlüsse für IN, OUT und +12 Volt.

Auf die Version THT gehe ich nicht wirklich ein, baute ich nicht auf, habe ich auch nicht vor.
Nimmt man übliche Punktrasterplatine, bestückt man bis auf den SMD-Transistor die Bauteile stehend.
Den BFS20 lötet man zuerst ein, ist in dem Fall dann hinterher die Platinenunterseite, Lötseite.
Oben der einzelne Kollektoranschluss wird so ausgerichtet, daß er sich zwischen zwei Lötaugen befindet.
Manche wollen eventuell gemischt bestücken, teilweise SMD nehmen, kein Problem mit diesem Layout.
Das zweite Layoutbild ist gespiegelt, hilfreich, weil man ja jetzt THT von der anderen Seite bestückt.

Wie zuvor bei den Simulationen erwähnt, machte ich mir Gedanken, ob es auch konventionell THT was wird.
Haken ist ja, daß man dann z.B. bei den Widerständen merklich parasitäre Induktivität hat.
Grob kann man bei Widerständen 0207 eine Induktivität von etwa 15 nH ansetzen.
Was dabei herauskommt, sieht man in den drei Bildern, Simulation mit RFSim99.
Eingangsanpassung (S11) und Ausgangsanpassung (S22) sind erstaunlich gut.
Auch hat sich an der Verstärkung S21 nichts geändert, was von Bedeutung wäre.
S12 ist die Rückwirkung, was als Signal vom Ausgang zum Eingang sozusagen durchgereicht wird.
Benötigt man seltener, interessant bei Mischern oder Verstärkern für Kabelanlagen.

Kleiner Ausflug in die Historie, Funkgeräte in der Militärtechnik.
Erste Empfänger waren Geradeausempfänger, hatten keine Mischer mit dazugehörigem Oszillator.
Danach kamen die Überlagerungsempfänger, also mit Oszillator, der sich als verräterisch entpuppte.
Den oder die ZF konnte, wenn nicht zu weit entfernt, der Feind empfangen und peilen.
War S12 schlecht, wurde bis zum gewissen Grad das Signal von der Empfangsantenne abgestrahlt.
Praktisch gleiches Prinzip auch, wenn man damals schwarz Fernsehen guckte.
Die Onkels hatten einen auf TV-ZF (Bild) abgestimmten Messempfänger, stellten sich damit vor die Haustür.
Klingelten die, hieß es dann z.B.: "Sie sehen gerade im ZDF den Krimi, wollen Sie jetzt anmelden?"

Andreas