Schaltungssimulation Flink Vorverstärker



Das ist die Schaltung der Vorverstärkerstufe. Die Gyrator-Schaltung an den Spannungsversorgungszweigen habe ich weggelassen, die Gleichspannungsquelle der Simulation ist schon ideal.

Der Aufbau erfolgte symmetrisch und besteht in der ersten Stufe aus den Kollektorstufen Q1 und Q3. Deren Arbeitswiderstände werden durch die Konstantstromquellen Q2 und Q4 gebildet. Das Spannungssignal wird dann an die Ausgangsmosfets M1 und M2 weitergeleitet. Diese liefern nur noch eine Stromverstärkung. Die Millerkapazitäten C9 und C10 beschränken den Frequenzgang nach oben. Dabei spielt jedoch auch C14 eine Rolle. Er ist in der Simulation variiert, man sieht am oberen Ende des Amplitudengangs eine leichte Auffächerung. Dabei gehört die rote Kurve zum Wert von 1 nF, grün 4,7 nF und blau 10 nF. Die Endstufenschaltung weist am Eingang nur 150 pF aus, dazu kommt noch die Kabelkapazität, größenordnungsmäßig wird das 1 nF, selbst bei langen Verbindungen, nicht überschreiten.
Der Arbeitspunkt definiert sich über die Basen der Eingangstransistoren, sie sind durch den Eingangswiderstand R2 mit Masse verbunden und weichen im Ruhezustand nur wenig von diesem Potential ab. R7 und R9 legen damit den Strom fest, der durch die Eingangstransistoren fließt. Allerdings gibt es nennenswerte Zusatzkomponenten über die Widerstände R12 und R13, die durch den DC-Servo Korrekturströme liefern, dass der Knoten der Drainanschlüsse der Ausgangstransistoren in der Nähe von Null Volt bleibt.

Der Ruhestrom der Ausgangstransistoren wird durch die Sourcewiderstände R17 und R18 im Zusammenspiel mit den Transistoren Q2 und Q4 und durch die Transfercharakteristik des jeweiligen Mosfets festgelegt. Der obere, M1, ein P-Mosfet, benötigt zirka -1 Volt an seinem Gate gegenüber der Source, damit der Ruhestrom von ca. 40 mA fließt, M2 als N-Mosfet dagegen eine positive Spannung in dieser Größenordnung. Die Streuung dieser Mosfets ist wohl auch der Grund, warum hier ein DC-Servo eingebaut wurde. Dieser gleicht durch seine Ausgangsspannung diese Unterschiede aus und stellt damit den vollen Dynamikhub am Ausgang sicher.

R11 und R14 gehören zum Rückkopplungszweig und sind gemeinsam mit dem Netzwerk R4-R6 für die Festlegung der Verstärkung verantwortlich. Man kann diese drei Widerstände als einen einzigen veränderlichen auffassen, R6 ist ein Poti von 20 kOhm und dient der Einstellung der Balance. Die größte Verstärkung wird bei dessen 0-Ohm-Stellung erreicht, sie beträgt dann ca. 20 dB. Liegen die vollen 20 kOhm an, schwächt die Schaltung um ca. 5 dB ab.

Im Frequenzgang sieht man unten noch eine Auffächerung. Die entstand durch die Variation der Kondensatorwerte von C4 und C5. Blau entspricht der Schaltplanangabe von 1000 µF, Grün steht für 100 µF und rot für 47µF. Dies erwähnte Michael schon in den vorhergehenden Posts. Es reicht ein deutlich geringerer Wert aus, um einen ausgeglichenen Frequenzgang zu bekommen.




Die von der Simulation gelieferten Verzerrungsbeträge entsprechen den Angaben in der Spec und bleiben bis 200 mV Eingangsamplitude unter 0,01%, wenn man mal auf die leichte Überschreitung bei 20 kHz absieht. Das hört eh kein Mensch.

Viele Grüße,
Christian

Warum nicht heute übliche Tantals?

In dem Fall müsste sogar gut SMD passen, z.B.:
reichelt.de/de/de/shop/produkt…ensator_150_f_10_v-167040
Die sind von Kyocera AVX, also bekannte Markenware für weit unter 1 Euro.

Andreas

kugel-balu schrieb:

So, jetzt noch etwas zum Phono-Modul, das es für MM oder MC gibt. Im vorigen Beitrag war ein Bild der MC-Version, hier ist MM:

Schaltung und Frequenzgang des Phono-Vorverstärkers, MM-Version.



Auch das Phonomodul hat Audiolabor symmetrisch aufgebaut. Die Verstärkung bei 1 kHz beträgt ca. 44 dB, die Kurve ist nicht ideal eben, bleibt aber zwischen 20 Hz und 20 kHz innerhalb von +- 1 dB. Die Simulation enthält zwei Variationen. Die einfachere betrifft die von Michael angesprochenen Elkos an den Emittern der Eingangstransistoren, C11 und C19. Sie beeinflussen nur den Bassbereich < 20 Hz. Die rote Kurve (150 µF) zeigt einen leicht stärkeren Knick hin zu den niedrigen Frequenzen. Vernachlässigbar, die Reduktion auf 150 µF bleibt unhörbar.
Die zweite Variation, die auch für die leichte Gesamtpegelverschiebung von 0,4 dB verantwortlich ist, betrifft R47. Das ist mein Kunstgriff, mal den Einfluss eines typischen Abtastsystems auf den Frequenzgang zu zeigen. Die elektrischen Parameter eines MM-Abnehmers sind in Form von L1, R10 und R46 eingefügt. Dem virtuellen R47 habe ich einmal einen Wert von 1 Ohm zugeordnet (rote Kurve). Damit schließt er die Tonabnehmerelemente praktisch kurz. Im zweiten Durchgang wurde ihm ein Wert von 1000 MOhm zugeordnet (grüne Kurve), die parasitären Elemente des Tonabnehmers gehen damit in die Simulation ein. Hier sieht man gut, dass der Frequenzbereich ab ca. 5 kHz wesentlich von den Eigenschaften dieser parasitären Elemente abhängt, im Wesentlichen sind das die Induktivität der Spule, deren ohmscher Widerstand und die parasitäre Kapazität des Systems + Kabel bis zum Vorverstärker gegen Masse.



Das MM-Modul bietet die Zuschaltung verschiedener Eingangskapazitäten per Dipschalter, um den Frequenzgang des Verstärkers an das Tonabnehmersystem anzupassen. Das obere Bild zeigt nun Varianten des Frequenzgangs mit 100 pF (rot), 220 pF (grün) und 470 pF (blau) als Eingangskapazität C21. Damit lässt sich der Frequenzgang deutlich beeinflussen, welcher Wert sinnvoll, oder besser ausgedrückt, angenehm ist, hängt stark vom verwendeten Abtastsystem ab. Halbwegs neutral wird wohl am ehesten ein Wert bis 220 pF klingen.

Zur simulierten Schaltung:
Die entspricht nicht ganz dem Schaltbild. R25 und R26 musste ich auf 1,5 kOhm anheben, um die Transistoren Q4 und Q5 in den Stromfluss zu bringen. Da ich keine Models der Originaltransistoren gefunden habe, arbeiten dort BD136 und BD137, die von Kollektorstrom, Verstärkung und Grenzfrequenz halbwegs den Originalen entsprechen. Nicht aber deren Basis-Emitter-Strecke. Meine Version benötigt eine höhere Spannung, um in den leitenden Bereich zu kommen, deshalb musste die Erhöhung der Werte von R25 und R26 sein.
Der Ruhestrom und die Symmetrie am Knoten der Kollektoren von Q4 und Q5 hängen sehr stark von den Eigenschaften dieser Transistoren ab, meines Erachtens eine Schwäche dieser Schaltung. Vermutlich wurden die Pärchen selektiert und auch die Emitterwiderstände R8/ R29 + R25/ R26 nehmen empfindlich auf den Arbeitspunkt der Schaltung Einfluss. Deshalb ist die Ergänzung mit einem DC-Servo, die Michael vor hat, sehr sinnvoll.

Ansonsten gibt es nicht viel zu sagen. Die Schaltung funktioniert, die passive Entzerrung tut ihren Dienst und die Klirrwerte bleiben bis in hohe Frequenzen niedrig.

Viele Grüße,
Christian

Lieber Michael,

Tip-Top - und bei Deinem Gewerk wird ja auch immer das Auge belohnt!

Wie man auch sieht, verschmähst Du auch nicht die weinroten Roederstein, erstklassige Elkos - dürfen nur nicht zu warm stehen. Ich finde auch, dass sie selbst nagelneue Panasonic und Nichicon, auch Elna, übertreffen: kleinerer ESR, Kapazität so gut wie nie unter Nennwert.

Besten Gruß
Reinhard

Die Audiolabor "flink" Phono Module sind tatsächlich noch lieferbar (audiolabor.de).
Dasselbe gilt für Module für den Vorverstärker "brillant" und Zubehör zur Montage
der Tonarme am Plattenspieler "konstant" sowie alle möglichen anderen Audiolabor
Teile. Diese Module eignen sich auch für Eigenbauten.

Die im dritten Beitrag genannten Mil-Spec Tantal-Elkos gibt es dort auch und die
Roederstein Elkos in der alten Ausführung "orange", die offenbar unbegrenzt haltbar
sind, weil der Kunststoff ein anderer ist als bei den roten.

Die Offsetproblematik im Phonomodul sehe ich nicht so streng, der O. lässt sich leicht
durch einen Zusatzwiderstand abgleichen, driftet nicht und es gibt ja auch einen
Koppelkondensator am Ausgang.

Ich müsste den Themenersteller eigentlich kennen, kann aber mit dem Forumsnamen
nichts anfangen.

Nun, die Signalspannungen sind ja im Millivoltbereich, es droht kein Ungemach.

Da ich dieses Forum nicht kenne, weiß ich die "ganze Reihe von Phionovorstufen" nicht einzuschätzen.

Ich habe auch so eine Audiolabor Flink Vor-/Endstufen-Kombi auf den Tisch bekommen und bin mit Michael im Austausch dazu.

Tatsächlich sind auch bei dieser die von Michael erwähnten Schwächen vorhanden. Aufgrund der engen kleinen Gehäuse ohne Lüftungsöffnungen, wird die erzeugte Wärme nur schlecht abgegeben und das ruiniert nach rund 35 Jahren die verbauten Elkos. Der Hersteller, Audiolabor, hat - auch im Schaltplan - ausdrücklich Elkos "EKR" spezifiziert, d.h. low-ESR, um den Signal-Rauschabstand sicher unter den in den Technischen Daten für die Vorstufe angegebenen 90 dB Fremdspannungsabstand zu bleiben.
Dabei ist auch das externe Netzteil zu beachten, das ebenfalls low-ESR Ladeelkos verdient. Die gelegentlich zu lesende Aussage, dass ESR bei Elkos nur bei Schaltnetzteilen von Bedeutung sei, also bei Trafonetzteilen keinen Vorteil bringe, stimmt nicht. Bei Schaltnetzteilen sind sie ausserordentlich wichtig, bringen aber auch im normalen Trafonetzteil einen Vorteil durch noch weiter verringerten Ripple hinter dem Brückengleichrichter. Das kann man auch ausrechnen. Es kommt der verminderten Eigenerwärmung der Ladeelkos zugute, zumal die Netzteil-Innentemperatur schon recht hoch ist, also der Lebensdauer. Ich habe hier die vorhandenen Ladeelkos 1000 µF durch low-ESR Elkos (solche für Schaltnetzteile) von 2700 µF mit extra geringem ESR (gemessen: 17 mOhm @ 100 Hz) von Chemicon ersetzt.

Zurück zum Vorverstärker:
Michael und Christian hatten hier weiter oben thematisiert, ob und wieweit die an der Gegenkopplung beteiligten 1000 µF / 6V EKR Roederstein (im weinroten Bakelit-Becher, C4 und C5 in der Vorstufe) auch durch Kondensatoren geringerer Kapazität ersetzt werden können. Lt. Schaltungssimulation (von Christian) und praktischer Erprobung (Michael) kann man das. Mit 1000 µF, wie in der Originalbestückung, ist der Frequenzgang bis zu ca. 1,5 Hz brettgerade, man kann allerdings etwas früheren leichten Abfall der untersten Frequenz problemlos akzeptieren, so dass - wie von Michael praktiziert - auch ein 270 µF Kondensator statt des 1000 µF verwendbar ist.
Die Herausforderung für gepolte Elkos in der Gegenkopplung ist die dort kaum vorhandene Vorspannung. Vorspannung ist für Elkos, an denen eine Wechselspannung (Audio-NF) anliegt, erforderlich, damit auf lange Sicht die Anodisierung des Aluminiums keinen Schaden nimmt. Die Vorspannung sorgt sozusagen im laufenden Betrieb für eine ständige Reformierung. Es ist eine allgemeine Erfahrung bei der Überholung von Audioelektronik, dass nach 30 Jahren und mehr insbesondere Elkos der unteren Spannungsklassen (6 V und 16 V) ausgefallen vorgefunden werden, insbesondere, wenn diese mit einer Vorspannung von nur 2 V oder noch weniger betrieben werden. Im hier relevanten Fall beträgt die Vorspannung nur 0,6 V.

Es bietet sich daher an, in den genannten Fällen nicht-polare Kondensatoren (= bipolare, BP) einzusetzen, zB. Folienkondensatoren oder bipolare Elkos. Im vorliegenden Fall scheiden Folienkondensatoren wegen der benötigten Kapazität und der damit verbundenen Baugrösse aus, die zwar kleiner als 1000 µF sein darf, aber immer noch wenigstens ca. 220 µF betragen sollte.

Michael hat mit gutem Ergebnis gepolte, ganz spezielle Tantalkondensatoren mit MIL-Spezifikation 270 µF / 15 V eingesetzt. Ich war mir unschlüssig, ob ich auch diese Tantalkondensatoren von Michael für C4 und C5 der Vorstufe einsetzen soll oder doch vielleicht noch besser bipolare Elkos (Nichicon Muse BP 470 µF / 16 V.

Diese Fragestellung lässt sich auch auf das MM-Phono-Modul in der Vorstufe erweitern, dort sind original 220 µF / 6 V Roederstein EK Elkos (weinroter Kunststoffbecher) in der Gegenkopplung verbaut, sie sind inzwischen defekt, massiver Kapazitätsverlust, teilweise Bakelitbecher rissig, wie auch die weinroten ROE in der übrigen Vorstufe

Tantalkondensatoren müssen mit einem ausreichenden Vorwiderstand eingesetzt werden (ist hier gegeben) und dürfen keinen harten Schaltpulsen ausgesetzt werden. Ausserdem benötigen sie ebenfalls eine Vorspannung, um eine Umpolung im Betrieb auszuschliessen, gewöhnlich sind mindestens 3 V Vorspannung üblich.
Hier kommt jetzt ein Vorteil des von Michael verwendeten speziellen Ta-Kondensatoren zum Tragen, denn diese tolerieren gem. der Datenblätter noch umgepolte Spannung von bis zu 10-15% des Nennwerts (V_spitze), können also demnach auch ungepolt noch bis zu einer dementsprechend hohen NF-Amplitude arbeiten. Sie sollten aber dessen ungeachtet polaritätsrichtig zur hier vorhandenen 0,6 V Vorspannung eingebaut werden und die Summe von AC-Amplitude (Spitzenwert) und Vorspannung darf die Nennspannung des Kondensators nicht überschreiten, bevorzugt nicht mehr als 80 % betragen.
Beim Flink MM-Phono-Modul beträgt die am Kondensator anliegende NF höchstens wenige mV oder sogar weniger als 1 mV und oszilliert um den Vorspannungspegel. Bei der Vorstufe habe ich noch nicht gemessen, gehe aber vorläufig auch davon aus, dass die Bedingungen eingehalten werden.
Die Voraussetzungen für eine Verwendung dieser speziellen (Tantalex) Tantalkondensatoren in der GK sind im Fall der Flink-Vorstufe voraussichtlich gegeben.


Es gibt noch einen Gesichtspunkt:
Tantalkondensatoren neigen zu erhöhten Verzerrungen in Audioschaltungen, wenn sie - wie hier für die angedachte Position nur mit 0,6 V - nicht ausreichend vorgespannt sind.

Wie hoch sind diese Verzerrungen von Tantalkondensatoren (Klirrfaktor)?
Und ist das auch noch ein Problem wenn, die Vorspannung 0,6 V ist?

Ich verwende einen einfachen Aufbau auf dem Breadboard (Steckbrett). Verbindungen vom und zum Audioanalysator mit Koax-Kabeln. Prinzip: Klirrfreien Sinus in den Kondensator einspeisen und sehen, mit welchem Klirrfaktor er wieder rauskommt. Am Ausgang ggf. noch eine Last nach GND (liegt dann parallel zur Eingangsimpedanz von 100kOhm des Audioanalysators).

Zunächst hatte ich versucht, die von Ta-Kondensatoren verursachten Verzerrungen praktisch ohne nennenswerte Last (tatsächlich nur 100 kOhm des Eingangs des Audio-Analysators) und bei 1 kHz zu messen. Ergebnis war: Es waren keine durch den Kondensator verurschten Verzerrungen messbar (Messgrenze war 0,00008 % THD = -123 dBr), auch nicht ganz ohne Vorspannung.
Das war nicht verwunderlich, denn meine Testbedingungen waren im "falschen Bereich", wie sich im Nachhinein herausgestellt hat.

Die Randbedingungen, unter denen besonders Ta-Kondensatoren (und auch einige andere) Verzerrungen verursachen, sind von W.G. Jung und R. Marsh, AUDIO, Ferb. 1980, S. 52 ff, aufgeführt:

Der Tantalkondensator bildet mit der anhängenden Last zusammen einen Hochpass.

• Wenn die Nutzfrequenz weit oberhalb der Eckfrequenz des Hochpasses liegt, gibt es keine Verzerrungen.
  
• Ab einem Verhältnis von Nutzfrequenz zu Eckfrequenz von kleiner als 20 beginnt die Verzerrung, sich mit abnemender Frequenz immer stärker bemerkbar zu machen und kann ohne Vorspannung schlimmstenfalls bis auf mehrere Zehntel Prozent ansteigen.
  
• Mit Vorspannung ist dieser Effekt weiterhin vorhanden, aber in weit abgeschwächter Form.

Da das Klirrverhalten des Kondensators von der betrachteten Nutzfrequenz, dessen Pegel und von der Eckfrequenz in der Schaltungsumgebung abhängt, die wiederum von der Kapazität und der Lastimpedanz abhängt, sind keine allgemeinen Angaben der Art "Kondensator XY klirrt soundso stark" machbar.

Ich habe also meinen Messaufbau dahingehend verändert, dass ich im zweiten Anlauf nun eine respektable Last von 680 Ohm und eine niedrigere Messfrequenz von jetzt 35 Hz. verwendet habe. Die Last von 680 Ohm ist nicht unrealistisch hoch, im MM-Phono-Modul beträgt sie sogar 200 Ohm. Der Generatorinnenwiderstand beträgt 100 Ohm.


Zunächst für ein 35 Hz NF-Signal mit 3 Veff ohne Vorspannung:

Loop-Back (ohne Kondensator) = Eigenklirr meiner Messkette bei 35 Hz an 680 Ohm Last: 0,00023 % THD (untere Messgrenze)



"Normaler" Tantal-Kondensator, trocken, Vishay 50 µF / 35 V, bei 35 Hz an 680 Ohm Last (Eckfrequenz = 4 Hz): 0,05 % THD



MIL-Spec. Tantalkondensator, Vishay-Sprague 150D, 270 µF / 15 V, bei 35 Hz an 680 Ohm Last (Eckfrequenz = 0,8 Hz): 0,0004 % THD



MIL-Spec. Tantalkondensator, Vishay CTS1, 150 µF / 16 V, bei 35 Hz an 680 Ohm Last (Eckfrequenz = 1,4 Hz): 0,0009 % THD



Folienkondensator, WIMA MKS 4, 4,7 µF / 63 V, bei 35 Hz an 680 Ohm Last (Eckfrequenz = 43 Hz): 0,00023 % THD (wie ohne Kondensator)


Zum Vergleich:
Bipolarer Elko Nichicon Muse BP, 330 µF /16 V, bei 35 Hz an 680 Ohm Last (Eckfrequenz = 0,6 Hz): 0,00024 % THD (fast so gut wie ganz ohne Kondensator)

Selbst ohne Vorspannung erzeugen die speziellen "Tantalex" Tantalkondensatoren im hermetisch dichten Metallgehäuse mit 150-270 µF also nur minimale harmonische Verzerrungen, die zwar deutlich messbar sind, aber um den Faktor von ca. 100 x kleiner, als die eines "normalen" Ta-Kondensators ("Ta-Perle") mit 50 µF.
Ganz fair ist dieser Vergleich nicht, weil für 680 Ohm Last die Eckfrequenz mit dem 50 µF Ta-Kondensators bei schon erhöhten 4 Hz liegt, die der nassen 150 µF und 270 µF Tantalkondensatoren aber bei nur um 1 Hz. Allerdings ist mit einem MKS-Folienkondensator mit 4,7 µF, Eckfrequenz 43 Hz, also sogar über der Messfrequenz, gar keine Verzerrung feststellbar, gleicher Messwert wie ganz ohne Kondensator (loop-back Messung).

Wie sieht es aus, wenn die Kondensatoren mit einer Vorspannung von 1 V gepolt betrieben werden?

Dafür werden jeweils zwei gleiche Kondensatoren mit deren + Pol aneinander in Reihe gelegt und eine positive Vorspannung über einen 4,7 kOhm Widerstand auf den gemeinsamen + Pol gegeben. GND von NF-Ein- und -Ausgang sowie vom Generator sind verbunden.


35 Hz NF-Signal mit 3 Veff Amplitude bei 1 V Vorspannung:

MIL-Spec. Tantalkondensator, Vishay-Sprague 150D, 270 µF / 15 V, bei 35 Hz an 680 Ohm Last (Eckfrequenz = 1,5 Hz): 0,0004 % THD



MIL-Spec. Tantalkondensator, Vishay CTS1, 150 µF / 16 V, bei 35 Hz an 680 Ohm Last (Eckfrequenz = 1,8 Hz): 0,0005 % THD



Selbst mit einer (für 3 Veff NF eigentlich unzureichenden) Vorspannung von nur 1 V verbessern sich die Verzerrungen mit dem 270 µF Sprague Ta-Kondensatoren ein wenig, die des ohne Vorspannung "schlechteren" 150 µF Vishay CTS1 aber sehr deutlich (um die Hälfte) auf nun fast den Wert des 270 µF Sprague Ta-Kondensators.

Nachfolgend zeige ich noch, wie es mit 0,6 V Vorspannung und NF von 0,7 Veff aussieht.


Gruß
Reinhard

Hier mit 0,6 V Vorspannung und 0,7 Veff NF, Last 680 Ohm und 35 Hz (wie vorher).

Die NF Amplitude von 0,7 Veff beträgt 1 V(spitze). Bei 0,6V Vorspannung überschreitet die Spitzen-Gesamtamplitude also den Vorspannungswert um 400 mV
Die speziellen Ta-Kondensatoren sollen 10 % Verpolung (bez. auf Nennspannung) noch verkraften, das sind 1500 mV. Also gem. Datenblatt auch damit noch im grünen Bereich.

MIL-Spec. Tantalkondensator, Vishay-Sprague 150D, 270 µF / 15 V, bei 35 Hz mit 0,7 Veff an 680 Ohm Last, Vorspannung 0,6 V(Eckfrequenz = 1,5 Hz): 0,00067 % THD



MIL-Spec. Tantalkondensator, Vishay-CTS1, 150 µF / 16 V, bei 35 Hz mit 0,7 Veff an 680 Ohm Last, Vorspannung 0,6 V(Eckfrequenz = 2,9 Hz): 0,00075 % THD


"Normaler" Ta Kondensator Vishay, 50 µF / 35 V, bei 35 Hz mit 0,7 Veff an 680 Ohm Last, Vorspannung 0,6 V(Eckfrequenz = 8 Hz): 0,001 % THD



Elko Nichicon 220 µF / 35 V, bei 35 Hz mit 0,7 Veff an 680 Ohm Last, Vorspannung 0,6 V(Eckfrequenz = 1,9 Hz): 0,0006 % THD



Im Ergebnis sind mit Vorspannung, die Verzerrungen der speziellen Tantal-Kondensatoren im hermetisch dichten Metallgehäuse sehr gering, wenn die Bedingung eingehalten wird, dass die tiefste relevante NF-Frequenz um den Faktor von bevorzugt ca. 20 x oder mehr (wenigstens Faktor 10 x mehr) über der Eckfrequenz liegt, die der Hochpass hat, die von Quellimpedanz, Kapazität und Lastimpedanz gebildet wird. Wegen der tieferen Eckfrequenz schneiden deshalb Kondensatoren mit höherer Kapazität dabei besser ab als solche mit kleinerer Kapazität.

Es war jedoch auch feststellbar, dass selbst diese speziellen Ta-Kondensatoren (Tantalex) die niedrigeren Verzerrungen mit Al-Elkos und Bipolaren Elkos von gleicher/ähnlicher Kapazität nicht ganz erreichen, obwohl sie in die Nähe kommen können.

Ich danke Michael dafür, dass er mir dieTantalkondensatoren

• Vishay 150 D, solid-Electrolyte TANTALEX™ Capacitors, Hermetically-Sealed, Axial-Lead mit 270 µF /15 V (mouser.com/datasheet/2/427/150d-239912.pdf)
  

und

• Vishay CTS1, Solid-Electrolyte TANTALEX® Capacitors, Hermetically Sealed, Axial-Lead, CECC Approved, mit 150 µF /16 V (docs.rs-online.com/9208/0900766b80d98bef.pdf)
  

bereitgestellt hat.

Unter Berücksichtigung dieser Ergebnisse werde ich mich wohl für bipolare Elkos 220 µF/16 V für die Gegenkopplung im Flink MM-Phono-Modul (passen so gerade mit etwas Geschick noch rein) und für bipolare Elkos 470 µF /16 V (jeweils Nichicon Muse BP) für die Gegenkopplung im übrigen VV entscheiden.
Die o.g. Tantalex Kondensatoren von 270 µF für die Vorstufe und 150 µF für das Phono-Modul sind nach den obigen Ergebnissen aber auch geeignet.


Gruß
Reinhard