Hallo Andreas,

der Einsatz ist also eher für den Ausgleich von Leitungsverlusten gedacht? Die von dir angedachte Anwendung zum Selektieren von Piezofiltern finde ich interessant. Mit meinem logarithmischen Pegelwandler konnte ich bisher nur bei einfachen Piezos die Zipfel bei der Weitab-Selektion sichtbar machen. Bei Vierbeinern gelang mir das nicht. Neben der Pegelgrenze spielte da auch das Durchschlagen des Eingangspegels auf den Ausgang eine Rolle. Will man da etwas verbessern, spielt sicher der konkrete Schaltungsaufbau eine große Rolle.

Viele Grüße
Christian

chriss_69 schrieb:

nur bei einfachen Piezos die Zipfel bei der Weitab-Selektion sichtbar machen. Bei Vierbeinern gelang mir das nicht.

Hallo Christian,

dass Dir das überhaupt mit dem Oszilloskop gelang, ist schon bemerkenswert. Denn die Spitzen der "Zipfel" im Bereich der Weitab-Selektion ligen ja ca. 60 dB unter Durchlassmaximum. Manchmal auch 70 dB und mehr.

Mit 'nem NanoVNA sieht man sie (ohne Zusatzverstärker) noch ganz gut:




Bei meinem Versuch, Piezofilter mithilfe eines log-Pegelwandlers (log. Verstärkers) AD8307 und Wobbler auszumessen, habe ich das Problem der Zeitverzögerung am Oszilloskop oder meinte das seinerzeit. Der AD8307 log-Pegelwandler benötigt etwas Zeit, bis das Ausgangssignal auf seinen Endwert gekommen ist. Wenn am AD8307-Ausgang nach GND auch noch eine Kapazität von 100 nF vorhanden ist (Standard-Schaltung), wird die Verzögerung dadurch nochmal etwas länger. Durch die Zeitverzögerung bekomme ich eine Verschiebung und Verformung des Wobbelsignals auf dem Oszilloskop-Bildschirm. Diese verschiebung war nicht riesig, aber groß genug, um einen nicht vernachlässigbaren Fehler zu verursachen. Jedenfalls war das bei meinem Versuch mein - vielleicht voreiliger - Eindruck.

Da Du allerdings so (oder ähnlich) messen kannst, hinterfrage ich meine damalige Schlussfolgerung.

Mein Wobbelfrequenz betrug 50 Hz.
Wobbelbereich 10,2 - 11,2 MHz (10,70 MHz +/- 500 kHz)

Das Wobbelsignal durchläuft das 10,7 MHz Piezofilter und erzeugt am Ausgang des dahinter befindlichen AD8307 log-Pegelwandlers einen amplitudenproportionalen DC-Pegel. Diese DC geht auf einen OpAmp-Puffer und von dort auf ein Widerstandsnetzwerk, mit dem Nullpunkt und Steigung dBm/mV eingestellt werden können, um sich den Pegel direkt in dBm (1 mV = 1 dBm) auf der Anzeige eines Digitalmultimeters (Ri = 10 MOhm, Anzeigebereich 200 mV) ausgeben zu lassen. Daran ist zusätzlich parallel ein Differenz-Messverstärker angeschlossen, der mit 10-facher Verstärkung, also 10 mV/dBm, einen BNC-Ausgang für eine Oszilloskopanzeige versorgt.
So sollte sich auf dem Oszi-Bildschirm beim Wobbeln die Durchlasskurve in der log-Skalierung (dBm) ausgeben lassen - theoretisch.

In der Simulation habe ich diesen Aufbau nachgestellt (mit AD8310 statt AD8307, beide sind aber sehr ähnlich).
Auf den Kondensator C5 = 100 nF (hinter dem Powersensorausgang) komme ich noch zurück.



Ich habe den Verlauf der Ausgangsspannung vom Differenz-Messverstärker für das Oszilloskop über die Zeit für eine feste Frequenz von 10,70 MHz in der Simulation betrachtet.

Da der Kondensator (in der Schaltung: C5) am Ausgang des Power-Sensors die zeitlichen Änderung der DC-Spannung am Sensorausgang beeinflusst (verlangsamt), habe ich die Simulation einmal ohne diese Kapazität und einmal mit den dort vorgesehenen 100 nF gemacht.



Ohne C5 (V_in, rote Kurve) ist der DC vom Sensor ein Rauschen überlagert, dass sich beim Hereinzoomen als Sinus mit f = 21 MHz herausstellt, also doppelte Grundfrequenz. Um diese HF nach GND kurzzuschliessen ist also C5 angebracht.

Mit C5 = 100 nF ist die Ausgangs-DC vom Sensor HF-frei und es wird die dem AD8307 (AD8310) Datenblatt die dementsprechende, sich anfangs Sägezahn-artig annähernde Ausgangsspannung erhalten, wie sie diese Art von log-Sensoren typisch liefern. Der Sägezahn klingt nach ca. 50 µs ab, so dass anschliessend glatte DC vorhanden ist.

Ohne C5 ergibt sich nach Simulation am Ausgang für das Oszilloskop (V_oszi) die blaue Kurve. Das volle Ausgangssignal benötigt in diesem Fall ca. 20-25 µs bis (nahezu) konstante Amplitude erreicht wird.
Mit C5 = 100 nF (Standardbeschaltung für AD8307), rote Kurve, wird konstanter Pegel für das Oszilloskop erst nach 35 µs erreicht. C5 mit 100 bF verlangsamen die Signalanzeige also um weitere 10 µs, während auch ohne diesen Kondensator in dieser Schaltung schon 25 µs bis zum vollen Aufbau des DC-Pegels erforderlich sind. Die absolute Höhe des Pegels ist auch etwas verschieden, mit C5 sind es betragsmässig 40 mV (4 dBm) mehr in negativer Richtung (Pegel also um 4 dBm kleiner).

Da es also 25-35 µs braucht, bis der volle Pegel am Oszilloskop ansteht, ist das Wobbelsignal (x-Achse, Frequenz) schon entsprechend weiter und die angezeigte Durchlassamplitude hinkt nach (y-Achse, Amplitude in dBm). Aber wäre das erkennbar?

Bei Wobbelfrequenz 50 Hz, wird der Wobbelbereich von 1000 kHz (10,2 - 11,2 MHz) 50 x pro Sekunde auf dem Oszilloskop gezeigt.
Ein einziger Durchlauf für den 1000 kHz Wobbelbereich benötigt also eine Zeit von 20 ms. Oder anders gesagt, 50 kHz werden in 1 ms (= 1000 µs) durchlaufen. Bei einer Zeitverzögerung von 35 µs ergibt sich daraus eine Verschiebung von 1,75 kHz, gerundet, ca. 2 kHz. Das ist besser als die normalerweise mögliche Ablesegenauigkeit auf dem Bildschirm, die zumeist ca. +/-10 kHz ist. Mein Ergebnis daraus ist, dass eine Verzögerung von 35 µs, selbst eine von 100 µs, noch keinen signifikanten Effekt auf die Wobbelkurve haben könnte, da man sowieso eine Ablesegenauigkeit von nur +/- 10 kHz annehmen muss.

Warum war mein Eindruck damals anders? Habe ich im Aufbau etwas falsch gemacht? Das sollte ich mir bei Gelegenheit nochmal ansehen. Ist Dir eine Zeitverzögerung aufgefallen oder hast Du Gegenmassnahmen ergriffen?

Andere Möglichkeit: Der in der Simulation eingesetzte AD8310 ist im Datenblatt ausdrücklich als "fast" beschrieben, der AD8307, den ich in meinem messversuch hatte, ist es nicht. Ist der Unterschied so beträchtlich?

Das aus Neugier, da die Messung mit dem nanoVNA, zu der ich danach übergegangen bin, sehr viel schneller und bequemer zu machen ist.

Gruß
Reinhard

Ich habe die Antwort auf meine Frage!

1.Die Verlangsamung tritt mit kleinem C5 von 10-20 nF bis zum Messausgang für das Digitalvoltmeter nicht auf. Bis dort die gleiche Verzögerung von nur 10 µs, wie direkt am Ausgang des AD8310.
2. Also ist die Ursache der OpAmp Typ für den Differenzmessverstärker! AD706 ist ein hochpräziser OpAmp, speziell für Differenzmessverstärker - ABER er ist sehr langsam. Nur eine ft von 0,8 MHz und slew-rate von 0,15 V/µs (Angaben im Datenblatt).

DORT liegt also mein Fehler!
Das Simulationsmodell des AD706 ergab im Rechtecktest eine slew-rate von 9 V/µs,Faktor 60x zu gut (zu steil), verglichen mit der AD706 Datenblatt-Angabe. Also ist die slew-rate im Modell ganz offensichtlich nicht berücksichtigt.

Mache ich jetzt eine vorsichtige Schätzung...Verzögerung in der obigen Schaltung nicht 35 µs sondern 60x so viel = 2,1 ms, so gibt das - wie oben gerechnet - schon 105 kHz Verschiebung/Verzerrung der Wobbelkurve auf dem Oszilloskop. Damit wird klar...meine Beobachtung war wohl doch richtig, nur der Ursache in den zu langsamen OpAmps meines Differenzmessverstärker war ich mir nicht gegenwärtig.

Gruß
Reinhard

dl2jas schrieb:

besteht weiterhin Interesse an rauscharmen Vorverstärkern?

Ja, für 10,7 MHz.

Musste jetzt sein!
Für die UKW-Antenne bekommt man sie ja preiswert für um 10 € im Baumarkt.
Aber zeig mal, es interessiert alles.

Gruß
Reinhard

Die LTspice Simulation für die Schaltung von Andreas ermittelt nicht nur den Arbeitspunkt, sondern z.B. auch:

Eingangsimpedanz
Ausgangsimpedanz
S21 (Verstärkung)

Hier noch ergänzt.
Stimmt ganz gut mit den Ergebnissen von RFSim und den Messungen überein.



LTspice zeigt bei der Eingangsimpedanz für den UKW-Bereich die Fehlanpassung, etwas zu niedrige Impedanz, 49 Ohm bei 80 MHz, 60 Ohm bei 105 MHz.
Die Ausgangsimpedanz passt dagegen sehr gut: 76 Ohm bei 80 MHz, 73 Ohm bei 110 MHz.

Gruß
Reinhard

Ja dann muss es übereinstimmen.

Wenn LTspice auch noch ein Smith-Diagramm erzeugen könnte, wäre es perfekt. Aber HF-Jünger und NF-Jünger leben auf verschiedenen Planeten, könnte man meinen, und die eine Gruppe beharrt darauf, nicht Werkzeuge der anderen zu benutzen und umgekehrt. So wie Grad Fahrenheit in USA und Grad Celsius im Rest der Welt.

Ist ja schon ein halbes Wunder, dass LTSpice überhaupt Streuparameter erzeugt. Nur ist der Datenexport ja bisher sehr Benutzer-unfreundlich.

Gruß
Reinhard

Hallo Andreas,
Ich habe Deine .asc Datei verwendet, nichts verändert.

Der Fehler ist, dass Du für RFSim eine andere Schaltung verwendest als für LTSpice. In RFSim hast Du Induktivität von 3 nH am Emitter, die in Deiner LTSpice Schaltung fehlt.

Füge ich in LTSpice diese 3 nH nachträglich ein, zeigt auch LTSpice für 105 MHz als Eingangsimpedanz 71 Ohm.
Das Problem bleibt aber grundsätzlich bestehen, auch in RFSim, nur dann am anderen Frequenzende, denn wenn Du auf 88 MHz gehst, gibt auch RFSim als Eingangsimpedanz nur 62,7 Ohm.



Gruß
Reinhard

Du hast nicht aufgepasst und die 3 nH am Emitter in LTSpice vergessen.

RFSim gibt auch nur 62,7 Ohm Z_in für 88 MHz. Die Eingangsimpedanz über den ganzen UKW-Bereich näher an das 75 Ohm Soll zu bringen scheint mir hier schwierig.

Letzter ergänzter Beitrag von mir--> Ergänzung hast Du vermutlich noch nicht gesehen gehabt.

Gruß
Reinhard

dl2jas schrieb:

Ja, bei SPICE schluderte ich etwas, 3 nH als parasitäre Induktivität nicht eingetragen.

Dann darfst Du aber nicht LTspice für ein aus diesem Grund anderes Ergebnis verantwortlich machen. Du bist damit oft etwas zu schnell bei der Hand.
Die parasitäre Induktivität von 3 nH am Emitter macht einen sehr deutlichen Unterschied!

Gruß
Reinhard